Способ нелинейной радиолокации

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам и технике нелинейной радиолокации, и может использоваться для поиска и обнаружения объектов с нелинейными электрическими свойствами. Техническим результатом является компенсация боковых пиков автокорреляционной функции зондирующего сигнала и повышение помехоустойчивости нелинейной РЛС. Способ направлен на исключение маскирования слабых эхо-сигналов сильными и обеспечение приема относительно слабых эхо-сигналов на фоне шумов и помех. В способе число парциальных радиоимпульсов выбирают из условия Μ=2^k, где k=2, 3,…, а эхо-сигнал одновременно с фильтрацией согласованным фильтром фильтруют первым дополнительным фильтром, первая половина импульсной характеристики которого противоположна первой половине импульсной характеристики согласованного фильтра, а вторая половина совпадает со второй половиной импульсной характеристики согласованного фильтра, и вторым дополнительным фильтром с импульсной характеристикой, первая половина которой совпадает со второй половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, а вторая половина совпадает с первой половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра. Сигналы с выходов согласованного и первого дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают. Полученные сигналы подвергают первой процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне. Аналогично сигналы с выходов согласованного и второго дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают, а полученные сигналы подвергают второй процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне. Ограниченные после первой и второй процедур пересечения сигналы подвергают третьей процедуре пересечения. 11 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники, в частности, к способам и технике нелинейной радиолокации и может использоваться для поиска и обнаружения объектов с нелинейными электрическими свойствами (ОНЭС).

Способом-аналогом является способ нелинейной радиолокации, например [1, С.156-162], основанный на использовании специфического эффекта преобразования спектра зондирующего сигнала (ЗС) ОНЭС, включающий прием эхо-сигналов от ОНЭС на второй и третьей гармониках ЗС, обработку и индикацию их уровней для распознавания ОНЭС оператором. Это обусловлено тем, что обычно радиолокационные цели, содержащие ОНЭС с полупроводниковыми компонентами, имеют на второй гармонике уровень сигналов отклика на 20-30 дБ более высокий, чем на третьей гармонике. Для ОНЭС контактного типа, как правило, выполняется обратное соотношение. К недостаткам способа-аналога следует отнести малую дальность действия и низкую разрешающую способность по дальности техники нелинейной радиолокации, а также то, что использование в способе-аналоге обработки (сжатия) фазокодоманипулированного (ФКМ) радиоимпульса приведет к изменению кода внутриимпульсной манипуляции фазы в эхо-сигнале от ОНЭС на n-й гармонике ЗС по сравнению с соответствующим кодом в зондирующем ФКМ-радиоимпульсе и, как следствие, к отсутствию эффекта увеличения дальности действия и улучшения разрешающей способности техники нелинейной радиолокации.

Кроме того, способ-аналог не обеспечивает исключение боковых пиков автокорреляционной функции (АКФ) ФКМ-радиоимпульса в случае его использования и сжатия, а также необходимую помехоустойчивость приема относительно слабых эхо-сигналов на фоне шумов и помех.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому способу нелинейной радиолокации (прототипом к предполагаемому изобретению) является способ нелинейной радиолокации, приведенный в патенте [2] и заключающийся в формировании ФКМ-радиоимпульса заданной длительности путем смыкания Μ>1 парциальных радиоимпульсов несущей частоты зондирующего сигнала ƒ₀, одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Ρ>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где , уменьшении в n раз значения начальной фазы каждого из Μ парциальных радиоимпульсов формируемого зондирующего ФКМ-радиоимпульса, где - номер гармоники зондирующего сигнала, его излучении в зондируемую область пространства, приеме эхо-сигнала от объекта с нелинейными электрическими свойствами на частоте n-й гармоники ЗС, обработке эхо-сигнала в согласованном фильтре с импульсной характеристикой (ИХ), зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы сформированного зондирующего ФКМ-радиоимпульса.

Способ-прототип обеспечивает по сравнению со способом-аналогом обработку эхо-сигналов на частоте n-й гармоники зондирующего сигнала, улучшает разрешающую способность по дальности и дальность действия нелинейной радиолокационной станции (РЛС).

Однако способ-прототип не позволяет исключить боковые пики автокорреляционной функции ФКМ-радиоимпульса, маскирующие более слабые сигналы, отраженные от объектов, на фоне более сильных. Относительный максимальный уровень этих пиков зависит от класса применяемого сигнала. Наименьшим уровнем боковых пиков обладают ФКМ-сигналы на основе кодов Баркера. Для них этот уровень равен 1/Μ, где М≤13, что ограничивает возможность применения сигналов данного класса, поскольку для обеспечения требуемой дальности действия нелинейной РЛС требуются значения М>>13. Кроме того, само наличие боковых пиков для любого Μ всегда маскирует более «слабые» эхо-сигналы.

Наиболее распространенные на практике ФКМ-сигналы на основе кодов Хаффмена имеют уровень пиков АКФ равный от до [3]. Для других классов сигналов этот уровень еще больше и может достигать 30-40% от основного пика. Поэтому проблема компенсации боковых пиков АКФ для любого класса сигналов и любого значения Μ актуальна.

Помимо сказанного способ-прототип не обеспечивает необходимую помехоустойчивость приема относительно слабых эхо-сигналов на фоне шумов и помех. Именно такими сигналами в большинстве случаев и являются эхо-сигналы нелинейной РЛС, поскольку мощность принимаемого на n-й гармонике эхо-сигнала пропорциональна корню 2(n+1)-й степени от дальности до ОНЭС [4]. Шумы и помехи маскируют слабые эхо-сигналы на n-й гармонике несущей частоты.

Техническим результатом изобретения является исключение боковых пиков автокорреляционной функции ФКМ-эхо-сигнала и улучшение помехоустойчивости нелинейной РЛС в условиях шумов и помех.

Технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе перед формированием ФКМ-сигнала число парциальных радиоимпульсов выбирают из условия М=2^k, где k=2, 3,…, при ограниченном значении k, а эхо-сигнал одновременно с фильтрацией согласованным фильтром фильтруют первым дополнительным фильтром, первая половина импульсной характеристикой которого противоположна первой половине импульсной характеристики согласованного фильтра, а вторая половина совпадает со второй половиной импульсной характеристики согласованного фильтра, и вторым дополнительным фильтром с импульсной характеристикой, первая половина которой совпадает со второй половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, а вторая половина совпадает с первой половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, сигналы с выходов согласованного и первого дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают первой процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне, аналогично сигналы с выходов согласованного и второго дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают второй процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне, ограниченные после первой и второй процедур пересечения сигналы подвергают третьей процедуре пересечения.

Сущность заявляемого способа состоит в следующем. Выбор числа парциальных импульсов из условия М=2^k, где k=2, 3,…, при ограниченном значении k позволяет при задании закона внутриимпульсной манипуляции фазы формируемого ФКМ-радиоимпульса для любого значения k представить радиоимпульс в виде двух половин с числом парциальных импульсов 2^k-1 в каждой, что дает возможность при обработке эхо-сигнала (с учетом вновь вводимых операций) обеспечить одинаковость и противофазность боковых пиков АКФ на выходе СФ, имеющегося в прототипе, и пиков взаимокорреляционных функций (ВКФ) на выходах первого и второго дополнительных фильтров (ДФ).

Это реализуется путем подбора импульсных характеристик дополнительных фильтров так, что первая половина ИХ первого ДФ совпадает с соответствующей половиной ИХ СФ, а вторая половина противоположна второй половине ИХ СФ. Во втором ДФ первая половина ИХ совпадает со второй половиной ИХ первого ДФ, а вторая половина совпадает с первой половиной первого ДФ. Далее введение операций попарной суммарно-разностной обработки сигналов СФ и первого ДФ и СФ и второго ДФ обеспечивает равенство амплитуд противофазных боковых пиков СФ и первого и второго ДФ. Затем, введение первой и второй операций пересечения позволяет скомпенсировать часть боковых пиков АКФ СФ в одном случае слева, а в другом случае справа от основного пика АКФ СФ за счет использования свойств выбора меньшего, присущего этой операции, а введение операций ограничения снизу на нулевом уровне после операций пересечения исключает остатки пиков отрицательной полярности. Наконец, введение третьей операции пересечения ограниченных сигналов приводит к полному исключению боковых пиков АКФ СФ.

Аналогично исключению боковых пиков АКФ СФ в заявляемом способе производится компенсация шумов и помех за счет вновь введенных операций, обеспечивая повышение помехоустойчивости. Действительно, организация двухканальной обработки на основе дополнительных фильтров, и суммарно-разностная обработка в каждом канале обеспечивает противофазность шумов и помех в дополнительных фильтрах относительно согласованного фильтра. Что позволяет реализовать их частичную компенсацию в каналах уже с помощью первой и второй процедур пересечения и ограничения снизу. Третья процедура пересечения увеличивает степень компенсации шумов и помех, объединяя сигналы каналов.

Отличие в обработке шумов и помех по сравнению с обработкой боковых пиков АКФ СФ обусловлены тем, что удается достичь полной коррелированности и противофазности боковых пиков АКФ СФ и ВКФ дополнительных фильтров и полностью исключить боковые пики АКФ. В силу случайности шумов и помех полностью их исключить не удается, но по сравнению с прототипом, как будет показано далее, они существенно ослабляются.

Предлагаемый способ нелинейной радиолокации поясняется графическим материалом.

На фиг.1 изображены: нелинейная РЛС, состоящая из опорного генератора - 1; устройства формирования Μ парциальных импульсов - 2; устройства формирования ФКМ-сигнала - 3; передатчика - 4; передающей антенны - 5; приемной антенны - 6; приемника - 7; согласованного фильтра - 8; первого дополнительного фильтра - 9; второго дополнительного фильтра - 10; первого сумматора - 11; первого блока вычитания - 12; второго сумматора - 13; второго блока вычитания - 14; первого блока пересечения - 15; второго блока пересечения - 16; первого ограничителя снизу на нулевом уровне - 17; второго ограничителя снизу на нулевом уровне - 18; третьего блока пересечения - 19; соединенных как показано на фиг.1; объект с нелинейными электрическими свойствами - 20.

На фиг.2 показаны: 21 - сигнал на выходе формирователя Μ парциальных импульсов 2; 22 - сигнал на выходе устройства формирования ФКМ-сигнала 3; 23 - вид эхо-сигнала, отраженного от ОНЭС; 24 - вид сигнала с выхода приемника 7.

На фиг.3 представлены амплитудные спектры: 25 - зондирующего сигнала с выхода передатчика 4; 26 - эхо-сигнала, отраженного ОНЭС; 27 - принятого сигнала на выходе приемника 7.

На фиг.4 представлены импульсные характеристики фильтров: 28 - ИХ СФ 8; 29 - ИХ ДФ1 (блок 9), 30 - ИХ ДФ2 (блок 10).

На фиг.5 первые три эпюры (22-24) повторяют уже приведенные на фиг.2. Отличие от эпюр на фиг.2 заключается в сдвиге эхо-сигнала 23 и сигнала на выходе приемника 7 относительно начала координат на некоторе время задержки в виду наличия расстояния до ОНЭС. Следующие эпюры на фиг.5 обозначают: 31 - сигнал на выходе СФ 8; 32 - сигнал на выходе ДФ1 (блок 9); 33 - сигнал на выходе первого сумматора 11; 34 - сигнал на выходе первого блока разности 12; 35 - сглаженное значение сигнала, на выходе первого ограничителя 17; 36 - сигнал на выходе ДФ2 (блок 10); 37 - сигнал на выходе второго сумматора 13; 38 - сигнал на выходе второго блока разности 14; 39 - сглаженное значение сигнала, на выходе второго ограничителя 18; 40 - огибающая результирующей автокорреляционной функции на выходе заявляемого изобретения.

На фиг.6 показаны в крупном масштабе: 41 - сигнал на выходе объекта-прототипа; 42 - сигнал на выходе заявляемого объекта.

На фиг.7 аналогично фиг.3 показаны амплитудные спектры: 25 - зондирующего сигнала с выхода передатчика 4, 26 - эхо-сигнала, отраженного от ОНЭС, 27 - принятого сигнала на выходе приемника 7. Отличие от фиг.3 заключается в наличии шума, скрывающего полезный сигнал.

Обозначения эпюр на фиг.8 аналогичны обозначениям на фиг.4. Отличие от фиг.4 заключается в наличии шума, скрывающего полезный сигнал.

На фиг.9 показаны нормированные огибающие выходной смеси шума и полезного сигнала: 43 - на выходе СФ объекта-прототипа (блок 8); 44 - на выходе блока 19 заявляемого объекта.

На фиг.10 показаны 22 - зондирующий сигнал передатчика, а также результаты обработки эхо-сигнала и введенных для оценки помехоустойчивости помех, действующих на фоне шума: 45 - на входе приемника 7; 46 - на выходе приемника 7; 47 - на выходе согласованного фильтра 8; 48 - на выходе СФ 8 (результат обработки в объекте-прототипе); 49 - на выходе заявляемого объекта (блок 19). При этом на эпюрах 45-49 сигнал и введенные помехи обозначены символами: I - эхо-сигнал от ОНЭС; II - ФКМ-импульсная помеха в виде 7-элементного кода Баркера; III - шумовая помеха; IV - помеха в виде короткого радиоимпульса; V - помеха в виде длинного радиоимпульса.

На фиг.11 показаны нормированные в каждом случае к максимальному уровню помехи огибающие смеси сигнала, шума и помех: 50 - на выходе СФ (блок 8) объекта-прототипа; 51 - на выходе заявляемого объекта (блок 19) эпюра 51. Сигнал и введенные помехи обозначены символами теми же символами, что и на фиг.10.

Заявляемый способ выражается в следующем.

Опорный генератор 1 вырабатывает сигнал, представляющий собой электромагнитные колебания несущей частоты ЗС ƒ₀. Устройство 2 формирования Μ парциальных импульсов в соответствии с выражением М=2^k, где k=2, 3,…, при ограниченном значении k в соответствии с выбранным кодом обеспечивает получение ФКМ-радиоимпульса в составе М=2^k парциальных радиоимпульсов несущей частоты, одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Р>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где , и может быть построено, например, по известной схеме формирования D-кода, описанной в источнике [5]. Значение k ограничивается реализацией требуемой дальности действия РЛС, определяя степень накопления принимаемого эхо-сигнала в СФ, поскольку дальность пропорциональна . Устройство формирования ФКМ-сигнала 3, выполненное, например, по известной схеме [6, с. 424-425, рис. 2.36], обеспечивает формирование ФКМ-радиоимпульса с уменьшенными в n раз значениями начальных фаз ϕ_i парциальных радиоимпульсов, поступивших с устройства 2, в соответствии с выражением , где - номер гармоники зондирующего сигнала.

Передатчик 4 усиливает ФКМ-радиоимпульс частоты ƒ₀ и подает его на вход передающей антенны 5, с помощью которой сформированный ЗС излучается в заданную область пространства.

Приемная антенна 6 служит для приема эхо-сигнала, рассеянного ОНЭС 20 на частоте n-й гармоники ЗС. Этот сигнал представляет собой ФКМ-радиоимпульс частоты nƒ₀, но уже с законом внутриимпульсной манипуляции фазы, соответствующим установленному в устройстве 2 коду длиной М=2^k с последовательностью значений начальных фаз , поскольку ЗС преобразуется нелинейным элементом в эхо-сигнал на частоте n-й гармоники с увеличенными в n раз начальными фазами парциальных радиоимпульсов. Приемник 7 усиливает сигналы, поступившие на его вход с выхода приемной антенны 6 и подает их на вход согласованного фильтра 8.

Согласованный фильтр 8 предназначен для сжатия эхо-сигнала от ОНЭС, представляющего собой ФКМ-радиоимпульс на частоте nƒ₀. Для реализации сжатия импульсная характеристика СФ выполняется зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы, установленному в устройстве 2 по принятому для работы коду длиной М=2^k.

Одновременно (параллельно) с СФ эхо-сигнал подвергается обработке в первом 9 (ДФ1) и втором 10 (ДФ2) дополнительных фильтрах, построенных, к примеру, как и СФ, по известной схеме [7, С.436-437, рис. 16.6], но с отличающимися от СФ импульсными характеристиками. Первая половина импульсной характеристики ДФ1 противоположна первой половине импульсной характеристики СФ, а вторая половина совпадает со второй половиной ИХ СФ. Во втором дополнительном фильтре первая половина ИХ совпадает со второй половиной ИХ ДФ1, а вторая половина ИХ ДФ2 совпадает с первой половиной ИХ ДФ1. Такое построение ИХ и включение дополнительных фильтров параллельно СФ обеспечивает получение на их выходах сигналов, представляющих собой взаимокорреляционные функции с нулевыми значениями пиков в месте максимума АКФ СФ и противофазными значениями пиков относительно АКФ в одном случае (для одного ДФ) с одной стороны относительно максимума АКФ, а в другом случае (для другого ДФ) с другой стороны относительно максимума АКФ.

Далее сигналы с выхода СФ одновременно поступают на первые входы первого сумматора 11 и первого блока вычитания 12, второго сумматора 13, и второго блока вычитания 14. Сумматоры и блоки вычитания могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [8, С.91, рис. 2.23].

На вторые входы первого сумматора 11 и первого блока вычитания 12 одновременно подаются сигналы с выхода ДФ1, а на вторые входы второго сумматора 13 и второго блока вычитания 14 одновременно подаются сигналы с выхода ДФ2.

После суммарно-разностной обработки сигналы с выхода первого сумматора 11 подаются на первый вход первого блока пересечения 15, на второй вход которого подаются сигналы с выхода первого блока вычитания 12. Затем сигналы с выхода первого блока пересечения 15, пройдя первый ограничитель снизу на нулевом уровне 17, поступают на первый вход третьего блока пересечения 19. Блоки 11, 12, 15, 17 образуют первый канал обработки.

Аналогично первому каналу организуется второй канал в составе блоков 13, 14, 16, 18. Для этого после суммарно-разностной обработки сигналы с выхода второго сумматора 13 подаются на первый вход второго блока пересечения 16, на второй вход которого подаются сигналы с выхода второго блока вычитания 14. Затем сигналы с выхода второго блока пересечения 16, пройдя второй ограничитель снизу на нулевом уровне 18, поступают на второй вход третьего блока пересечения 19.

Ограничители снизу на нулевом уровне могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [9, С.140, рис. 5.12].

Блоки пересечения могут быть реализованы на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [10, С.14, рис. 1].

Задачей первого канала обработки является минимизация боковых пиков с одной стороны (например, слева) от основного пика АКФ СФ и исключение этих пиков с другой стороны (например, справа) от основного пика АКФ СФ.

Аналогичную задачу решает второй канал обработки с той лишь разницей, что стороны минимизации и исключения пиков меняются местами.

В этом случае с помощью третьего блока пересечения 19 обеспечивается полная компенсация боковых пиков АКФ СФ.

Что касается шумов и помех, то организация поканальной обработки на основе суммарно разностного преобразования с использованием операции пересечения и с учетом указанного ранее подбора импульсных характеристик дополнительных фильтров обеспечивает минимизацию шумов и помех и их существенную декорреляцию на входах третьего блока пересечения 19, который позволяет в значительной мере их компенсировать, улучшая помехоустойчивость.

Поясним используемую в заявляемом способе операцию пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [10, С.13-17], которая в общем случае имеет вид

где x(t) и y(t) - произвольные функции времени или сигналы.

Это выражение может быть представлено в ином виде:

Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения. Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор удвоенного меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции, позволяет исключать боковые пики АКФ и минимизировать остатки шумов и помех.

Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого способа поясняется путем имитационного математического моделирования. Примем рабочую частоту сигнала опорного генератора 1 ƒ₀ равной 5 МГц.

Этот сигнал преобразуется в устройстве формирования парциальных импульсов 2 в фазоманипулированный радиоимпульс в составе Μ=2^k, где в общем случае k=2, 3,…, парциальных импульсов с манипуляциями начальных фаз ϕ_i={0, π) в соответствии с принятым кодом. В качестве кода

используется D-код [11, С.106-109]. Примем k=3, тогда М=8, что позволяет получить обозримые результаты при моделировании при сохранении всех свойств D-кода. Тогда последовательность информационных символов, соответствующих одной из реализаций 8-элементного D-кода будет: {0, 0, 0, 1, 1, 1, 0, 1}.

Поставим в соответствие нулевой позиции кода нулевую начальную фазу парциального импульса, а единичной позиции - фазу, равную π. Тогда последовательность значений начальных фаз парциальных радиоимпульсов в выходном сигнале устройства 2 будет иметь вид: {0, 0, 0, π, π, π, 0, π}. Вид сигнала на частоте ƒ₀=5 МГц с полученной манипуляцией начальных фаз при принятой в модели длительности парциального импульса на выходе устройства 2 приведен на фиг.2, эпюре 21, где обозначена длительность парциального импульса τ_o≈0,7 мкс.

Этот сигнал поступает в устройство формирования ФКМ-сигнала 3, которое, обеспечивает формирование ФКМ-радиоимпульса с уменьшенными в общем случае в n раз значениями начальных фаз ϕ_i парциальных радиоимпульсов, поступивших с устройства 2, в соответствии с выражением . Будем исходить из необходимости приема эхо-сигнала от ОНЭС на второй гармонике несущей частоты ЗС. Тогда n=2, а последовательность значений начальных фаз парциальных радиоимпульсов в зондирующем ФКМ-радиоимпульсе приобретает вид: {0, 0, 0, π/2, π/2, π/2, 0, π/2}. Вид сигнала на выходе устройства 3 показан на фиг.2, эпюре 22.

Далее сигнал усиливается в передатчике 4 и излучается передающей антенной 5 в заданную область пространства в направлении ОНЭС.

В ОНЭС излученный сигнал преобразуется в эхо-сигнал на частоте в общем случае n-й гармоники ЗС с увеличенными в n раз начальными фазами парциальных радиоимпульсов. В данном случае используется вторая гармоника, как наиболее мощная в составе эхо-сигнала.

Анализ [12] и моделирование показывают, что работа нелинейного элемента по формированию отраженного сигнала на второй гармонике вполне удовлетворительно аппроксимируется выражением

где u_o(t) - отраженный эхо-сигнал;

u_з(t) - зондирующий сигнал (фиг.2, эпюра 22).

Вид отраженного эхо-сигнала представлен эпюрой 23 на фиг.2. Как следует из результатов моделирования, в составе этого сигнала доминирует составляющая на второй гармонике, хотя в наличии и другие составляющие в том числе и постоянная составляющая, и отчетливо проявляются «скачки» фаз парциальных импульсов.

Отраженный эхо-сигнал принимается приемной антенной 6, усиливается и подвергается полосовой фильтрации в приемнике 7, как и в любом приемнике для снижения уровня шумов и помех, и поступает одновременно на входы согласованного фильтра 8, первого дополнительного фильтра 9 и второго дополнительного фильтра 10.

Вид сигнала с выхода приемника 7 показан эпюрой 24 на фиг.2. Как следует из результатов моделирования, этот сигнал представляет собой ФКМ-радиоимпульс на частоте 2ƒ₀ (8 МГц) с манипуляцией фаз парциальных импульсов {0, π), повторяющих манипуляцию фаз на выходе устройства 2 (сравнение эпюр 21 и 24).

Об этом же свидетельствует представление сигналов в частотной области в виде амплитудных спектров, показанное на фиг.3.

На фиг.3 представлены: 25 - спектр ЗС с выхода передатчика 4; 26 - спектр эхо-сигнала, отраженного ОНЭС; 27 - спектр принятого сигнала на выходе приемника 7.

Как видно из фиг.3, спектры зондирующего и отраженного сигнала отличаются как несущей частотой (в два раза), так и формой. Спектр сигнала с выхода приемника представляет собой типичный амплитудный спектр ФКМ-радиоимпульса с манипуляцией фаз ϕ_i={0, π} и количеством парциальных импульсов Μ, удовлетворяющим условию Μ=2^k, где k=3. Ширина выделенного приемником спектра Δƒ определяется длительностью парциального радиоимпульса и выражается соотношением Δƒ≈2/τ_o.

Далее сигнал с выхода приемника 7 подвергается одновременной обработке в СФ - 8, ДФ1 - 9 и ДФ2 - 10 в соответствии с ИХ указанных фильтров. Вид ИХ фильтров показан на фиг.4.

Эпюра 28 представляет собой ИХ СФ, эпюра 29 - ИХ ДФ1, а эпюра 30 - ИХ ДФ2. Как следует из сопоставления эпюр ИХ СФ и выходного сигнала приемника (эпюра 24 на фиг.2), они зеркальны, поэтому СФ сжимает принятый на второй гармонике сигнал в Μ раз (в данном случае Μ=8) и на его выходе реализуется АКФ. Импульсные характеристики 28 и 29 ДФ1 и ДФ2 подобраны, как было указано ранее, и это видно из их сопоставления относительно импульсных характеристик СФ и друг друга, так, что за счет последующей суммарно-разностной обработки в каналах и использования процедуры пересечения удается обеспечить полную компенсацию боковых лепестков АКФ. Покажем это, проиллюстрировав процесс обработки принимаемого сигнала в отсутствие шума, для более точного представления.

Этот процесс в виде эпюр сигналов на выходе элементов схемы (фиг.1) показан на фиг.5 в реальном масштабе времени с параметрами, принятыми при моделировании.

На фиг.5 первые три эпюры повторяют уже приведенные на фиг.2, поэтому для их обозначения используется ранее принятая нумерация: 22 - ЗС передатчика; 23 - эхо-сигнал, рассеянный ОНЭС; 24 - отраженный сигнал на второй гармонике на выходе приемника. Отличие от эпюр на фиг.2 заключается в сдвиге эхо-сигнала относительно начала координат на некоторое время запаздывания t_з, обусловленное реальным наличием определенного расстояния между нелинейной РЛС и ОНЭС.

Соответственный временной сдвиг приобретают все последующие сигналы на выходе элементов схемы.

Эпюра 31 представляет собой сигнал на выходе СФ 8, его мгновенное значение u₈(t). Это свертка сигнала с выхода приемника и ИХ СФ или сжатый в 8 раз входной сигнал 24, имеющий вид АКФ с основным лепестком и боковыми пиками, которые необходимо компенсировать. Эта же эпюра иллюстрирует сигнал на выходе объекта-прототипа.

Необходимо заметить, что для реализации возможности размещения эпюр сигналов на одной фигуре, использовались разные амплитудные коэффициенты. С одинаковыми коэффициентами показаны сравниваемые сигналы.

Эпюры 31…35 иллюстрируют работу первого канала обработки. Эпюра 32 представляет собой сигнал на выходе ДФ1 u₉(t), который является сверткой сигнала с выхода приемника 7 и ИХ ДФ1 и имеет вид ВКФ1. Эпюра 33 представляет собой сигнал на выходе первого сумматора 11 u₁₁(t) и является когерентной суммой АКФ с выхода блока СФ 8 и ВКФ с выхода блока ДФ1: u₁₁(t)=u₈(t)+u₉(t). В свою очередь эпюра 34 представляет собой сигнал на выходе первого блока разности 12 u₁₂(t) и является когерентной разностью АКФ с выхода блока СФ 8 и ВКФ1 с выхода блока ДФ1: u₁₂(t)=u₈(t)-u₉(t).

Принятые при моделировании параметры сигналов и используемый для иллюстрации работы масштаб не позволяют продемонстрировать фазовые соотношения пиков АКФ и ВКФ, которые являются следствием указанного ранее выбора импульсных характеристик ДФ1 и ДФ2 и используются для компенсации боковых пиков АКФ.

Далее сигналы с выхода первого сумматора 11 и первого блока разности 12 подвергаются процедуре пересечения в первом блоке пересечения 15 в виде

где u₁₅(t) - мгновенное значение напряжения на выходе первого блока пересечения 15.

Этот сигнал затем подвергается ограничению снизу на нулевом уровне в первом ограничителе 17. Сглаженное значение сигнала, прошедшего ограничитель 17 и представляющего собой огибающую сигнала пересечения в виде U₁₇(t) показано на фиг.5, эпюре 35. Данный сигнал является результатом работы первого канала и, как видно из результатов моделирования, уже не имеет боковых пиков АКФ справа от основного пика, а не скомпенсированным остался всего один пик слева от основного.

Задачу компенсации этого пика решает второй канал обработки, работающий аналогично первому с той лишь разницей, что в работе вместо ДФ1 участвует ДФ2.

Эпюры 36…39 иллюстрируют работу второго канала обработки. Эпюра 36 представляет собой сигнал на выходе ДФ2 u₁₀(t), который является сверткой сигнала с выхода приемника 7 и ИХ ДФ2 и имеет вид ВКФ2. Эпюра 37 представляет собой сигнал на выходе второго сумматора 13 u₁₃(t) и является когерентной суммой АКФ с выхода блока СФ 8 и ВКФ2 с выхода блока ДФ2: u₁₃(t)=u₈(t)+u₁₀(t). В свою очередь эпюра 38 представляет собой сигнал на выходе второго блока разности 14 u₁₄(t) и является когерентной разностью АКФ с выхода блока СФ 8 и ВКФ2 с выхода блока ДФ2: u₁₄(t)=u₈(t)-u₁₀(t).

Сигналы с выхода второго сумматора 13 и второго блока разности 14 подвергаются процедуре пересечения во втором блоке пересечения 16 в виде

где u₁₆(t) - мгновенное значение напряжения на выходе второго блока пересечения 16.

Далее этот сигнал подвергается ограничению снизу на нулевом уровне во втором ограничителе 18. Сглаженное значение сигнала, прошедшего ограничитель 18 и представляющего собой огибающую сигнала пересечения в виде U₁₈(t) показано на фиг.5, эпюре 39. Этот сигнал является результатом работы второго канала и, как видно из результатов моделирования, не имеет боковых пиков АКФ слева от основного пика, а не скомпенсированным остался всего один пик справа от основного.

Для полной компенсации боковых пиков АКФ сигналы с выходов первого канала обработки U₁₇(t) и второго канала обработки U₁₈(t) подвергаются процедуре пересечения в третьем блоке пересечения 19 в виде

где U₁₉(t) - огибающая результирующей АКФ на выходе заявляемого объекта изобретения, которая показана на фиг.5, эпюре 40.

Как следует из результатов моделирования, боковые пики АКФ оказываются полностью скомпенсированными.

В более крупном масштабе сравнение результатов обработки сигнала в объекте-прототипе и заявляемом объекте показано на фиг.6, где представлены нормированные огибающие АКФ объекта-прототипа (эпюра 41) и на выходе заявляемого объекта (эпюра 42). Основные пики АКФ для обоих объектов совпадают, а все боковые пики АКФ в заявляемом объекте, в отличие от прототипа, оказываются исключенными.

Далее рассмотрим процесс компенсации шумов заявляемым объектом. Для этого представим отраженный ОНЭС эхо-сигнал u₂₀(t) в виде суммы полезного сигнала u_c(t) и шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ_ш:u₂₀(t)=u_c(t)+n(t). При этом отношение амплитуды полезного сигнала U_{c max} к СКО шума примем примерно равным единице: U_{c max}/σ_ш≈1.

В частотной области это иллюстрируется фиг.7, где показаны амплитудные спектры: 25 - зондирующего сигнала с выхода передатчика 4, 26 - эхо-сигнала, отраженного ОНЭС, 27 - принятого сигнала на выходе приемника 7. Поскольку фиг.7 по смыслу повторяет амплитудные спектры, представленные на фиг.3, нумерация эпюр на фиг.7 соответствует нумерации эпюр на фиг.3. Отличие заключается в наличии шума, скрывающего полезный сигнал, и это заметно на эпюрах 25 и 26.

Процесс компенсации шумов аналогичен рассмотренному и иллюстрируется эпюрами сигналов на выходах элементов схемы, представленными на фиг.8. Эти эпюры полностью соответствуют по смыслу и по выходам блоков эпюрам на фиг.5, поэтому нумерация эпюр сохранена неизменной, а процедуры компенсации шума такие же, как при компенсации боковых пиков АКФ. При этом в начале обработки (на входе приемника) полезный сигнал практически скрыт в шуме (фиг.8, эпюра 23). Затем, на выходе приемника вследствие полосовой фильтрации сигнал становится заметен, хотя и не значительно (фиг.8, эпюра 24). После согласованного фильтра 8, который накапливает полезный сигнал, сжимая его, сигнал заметно выделяется на фоне шума (фиг.8, эпюра 31). Это имеет место и в объекте-прототипе, однако уровень шума остается достаточно высоким. Далее в заявляемом объекте происходит его компенсация совместно с боковыми пиками АКФ, что иллюстрируется эпюрами 32…39 на фиг.8.

Результат обработки смеси полезного сигнала и шума при отношении сигнал/шум на входе приемника примерно равном единице иллюстрируется эпюрой 40 на фиг.8. Как следует из эпюры выходного сигнала блока 19, боковые пики АКФ скомпенсированы полностью (как и в отсутствие шума) и существенно подавлен шум. Имеются отдельные шумовые всплески, оставшиеся не скомпенсированными.

Оценка степени компенсации шума в заявляемом объекте по сравнению с прототипом представлена на фиг.9, где показаны нормированные огибающие выходной смеси СФ (блок 8) объекта-прототипа (эпюра 43) и на выходе блока 19 заявляемого объекта (эпюра 44). Основные пики АКФ для обоих объектов совпадают, а все боковые пики АКФ и большая часть шумовых всплесков в заявляемом объекте, в отличие от прототипа, оказываются подавленными.

Количественная оценка степени компенсации шума заявляемым способом осуществлялась путем нахождения отношения дисперсии (мощности) шума на выходе объекта-прототипа к дисперсии шума на выходе заявляемого способа. Это отношение дисперсий, полученное осреднением по множеству реализаций, составило не менее 28.

Таков выигрыш заявляемого способа в помехоустойчивости приема относительно слабого сигнала на фоне шума по сравнению с прототипом.

Для исследования процесса компенсации помех заявляемым объектом представим отраженный ОНЭС эхо-сигнал u₂₀(t) в виде суммы полезного сигнала u_c(t), шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σ_ш и совокупности произвольных типовых помех , действующих на частоте и в полосе принимаемого от ОНЭС отраженного сигнала. В качестве помех используем: сигналоподобную коррелированную с эхо-сигналом ФКМ-импульсную помеху в виде 7-элементного кода Баркера с длительностью дискреты, равной длительности парциального импульса τ_o; шумовую помеху длительностью τ_ш≥Мτ_o; помеху в виде короткого радиоимпульса длительностью τ_и1<τ_o; помеху в виде длинного радиоимпульса длительностью τ_и2>Мτ_o. Тогда на входе приемника 7 действует смесь в виде u₂₀(t)=u_c(t)+n(t)+u_п(t), причем помехи не накладываются на полезный сигнал и раздельны во времени.

Примем отношение амплитуды полезного сигнала U_{c max} к СКО шума больше единицы U_{c max}/σ_ш≈5, а амплитуды всех принятых помех существенно превышают амплитуду полезного сигнала U_{пi max}>U_{c max}.

Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала или шума (фиг.5, фиг.8). Поэтому поясним лишь входные сигналы и приведем результаты обработки, показанные в виде эпюр напряжений на фиг.10, где обозначены: 22 - ЗС передатчика; 45 - сигнал на входе приемника 7 u₂₀(t), включающий в себя эхо-сигнал от ОНЭС - I, ФКМ-импульсную помеху в виде 7-элементного кода Баркера - II, шумовую помеху - III, помеху в виде короткого радиоимпульса - IV, помеху в виде длинного радиоимпульса - V, действующие на фоне шума; 46 - сигналы (эхо-сигнал и помехи) на выходе приемника 7, несколько изменяющие свою форму вследствие полосовой фильтрации; 47 - сигналы на выходе согласованного фильтра 8 (полезный сигнал в виде АКФ-I, помехи - II, III, IV, V в виде соответствующих ВКФ); 48 - огибающая сигналов на выходе СФ, представляющая собой результат обработки в объекте-прототипе; 49 - огибающая сигналов на выходе заявляемого объекта (блок 19).

Как следует из эпюры 48 на выходе объекта-прототипа при заданных входных сигналах и их параметрах действует полезный сигнал в виде основного пика АКФ и боковых пиков и все помеховые сигналы, амплитуды которых в зависимости от вида помехи либо соизмеримы по уровню с полезным сигналом, либо существенно его превышают.

В то же время на выходе заявляемого объекта (эпюра 49) действует полезный сигнал в виде только основного пика АКФ и, превышающая полезный сигнал, но существенно ослабленная коррелированная помеха. Что касается других помех, то имеют место их незначительные остатки.

Более наглядно оценка степени компенсации помех в заявляемом объекте по сравнению с прототипом представлена на фиг.11, где показаны нормированные в каждом случае к максимальному уровню помехи огибающие выходной смеси СФ (блок 8) объекта-прототипа (эпюра 50) и на выходе заявляемого объекта (блок 19) эпюра 51. Основные пики АКФ для обоих объектов совпадают, а все боковые пики АКФ и большая часть шумовых всплесков в заявляемом объекте, в отличие от прототипа, оказываются подавленными.

Количественная оценка степени компенсации используемых при моделировании помех заявляемым способом осуществлялась путем нахождения отношения нормированной усредненной дисперсии (мощности) помех на выходе объекта-прототипа к нормированной усредненной дисперсии помех на выходе заявляемого способа. Это отношение составило не менее 10.

Таков выигрыш заявляемого способа в помехоустойчивости приема сигнала на фоне помех по сравнению с прототипом.

Таким образом, заявляемый способ нелинейной радиолокации обеспечивает полное исключение боковых пиков автокорреляционной функции ФКМ-сигнала и улучшение помехоустойчивости нелинейной РЛС в условиях шумов и помех (в рассмотренных случаях в 28 и 10 раз соответственно).

Анализ известных технических решений в области нелинейной радиолокации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных операций и их последовательности, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в исключении боковых пиков автокорреляционной функции ФКМ-сигнала и улучшении помехоустойчивости нелинейной РЛС в условиях шумов и помех, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические узлы [8] и устройства, применяемые в нелинейных РЛС, например [1], а также оборудование и материалы сверхвысокочастотного диапазона широко распространенной технологии [4, 6, 9, 13].

Источники информации:

1. Технические средства и методы защиты информации: Учебник для вузов / Зайцев А.П., Шелупанов Α.Α., Мещеряков Р.В. и др.; под ред. А.П. Зайцева и А.А. Шелупанова. - М.: ООО «Издательство Машиностроение», 2009. - 508 с.

2. Лихачев В.П., Усов Η.Α., Способ нелинейной радиолокации // Патент России №2382380. 2010. Бюл. №5.

3. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под. ред. проф. В.Б. Пестрякова. М.: - Сов. радио, 1973. - 424 с.

4. Hstger R.О. Harmonic Radar Systems for Near-Ground In-Foliage Nonlinear Scatterers, IEEE Trans. on Aer. and El. Syst., 1976, vol. AES-12, no. 2, pp. 230-245.

5. Wilson R., Richter J. Generation and Performance of Quadraphase Welti Codes for Radar and Synchronization of Coherent and Differentially Coherent PSK, IEEE Trans, on Communications, 1979, vol. 27, no. 9, pp. 1296-1301.

6. Теория и техника генерирования, излучения и приема радиолокационных сигналов: Учебник для слушателей академии / Под ред. Ю.Н. Седышева. - Харьков: ВИРТА, 1986. - 650 с.

7. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника», 3-е изд., перераб. и доп.- М.: Высшая школа, 2000. - 462 с.

8. Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых микросхем / А.Г. Алексеенко, Е.А. Коломбет, Г.И. Стародуб. - 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Радио и связь, 1985. - 256 с.

9. Проектирование радиолокационных приемных устройств / А.П. Голубков, А.Д. Далматов, А.П. Лукошкин и др.; Под ред. М.А. Соколова. - М., Высш. шк., 1984. - 335 с.

10. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации / В.И. Гордиенко, С.Е. Дубровский, Р.И. Рюмшин, Д.В. Фенев // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, 1998. - №3. - С.13-17.

11. Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.

12. Андреев В.С. Теория нелинейных электрических цепей: Учебное пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1982. - 280 с.

13. Дулин В.Н. Электронные и квантовые приборы СВЧ: Учебник для студентов высш. техн. учеб. заведений. 2-е изд, перераб. - М.: Энергия, 1972. - 224 с.

Способ нелинейной радиолокации, заключающийся в формировании фазокодоманипулированного радиоимпульса заданной длительности путем смыкания М>1 парциальных радиоимпульсов несущей частоты зондирующего сигнала ƒ₀ одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Ρ>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где , уменьшении в n раз значения начальной фазы каждого из Μ парциальных радиоимпульсов формируемого зондирующего фазокодоманипулированного радиоимпульса, где - номер гармоники зондирующего сигнала, его излучении в зондируемую область пространства, приеме эхо-сигнала от объекта с нелинейными электрическими свойствами на частоте n-й гармоники зондирующего сигнала, фильтрации эхо-сигнала согласованным фильтром с импульсной характеристикой, зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы сформированного зондирующего фазокодоманипулированного радиоимпульса, отличающийся тем, что число парциальных радиоимпульсов выбирают из условия Μ=2^k, где k=2, 3,…, а эхо-сигнал одновременно с фильтрацией согласованным фильтром фильтруют первым дополнительным фильтром, первая половина импульсной характеристики которого противоположна первой половине импульсной характеристики согласованного фильтра, а вторая половина совпадает со второй половиной импульсной характеристики согласованного фильтра, и вторым дополнительным фильтром с импульсной характеристикой, первая половина которой совпадает со второй половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, а вторая половина совпадает с первой половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, сигналы с выходов согласованного и первого дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают первой процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне, аналогично сигналы с выходов согласованного и второго дополнительного фильтров одновременно суммируют и вычитают, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают второй процедуре пересечения, результат которой ограничивают снизу на нулевом уровне, ограниченные после первой и второй процедур пересечения сигналы подвергают третьей процедуре пересечения.