Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией

 

Изобретение относится к радиосвязи. Цель изобретения - повышение помехоустойчивости. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, интеграторы 3 и 8, блок 4 выделения несущей, фазовый детектор 5, АЦП 6 и 10, г-р 7 частот, ключ 9, коммутаторы 11 и 18, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный ограничитель (ЧИО) 13, перестраиваемый фильтр 14, адаптивные фильтры 15 и 20, блоки 16 и 17 вычитания, формирователь 19 опорных сигналов и блоки 21 и 22 обратной связи. Цель достигается путем подавления сосредоточенных по спектру помех. Устройство по пп. 2-4 формулы отличается выполнением ЧИО 13, адаптивных фильтров 15 и 20 и формирователя 19. 3 з.п.ф-лы, 6 ил.

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК

С51) 4 Н 04 L 21 22

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К А ВТОРСКОМЪГ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

OPM ГКНТ СССР

1 (61) 1262 /44 (21) 4361991/ 24-09 (22) 08.01.88 (46) 30 ° 10.89. Бил. У 40 (71) Харьковский политехнический институт им. В.И. Ленина (12) С.И. Гридчин, М.А. Иванов, С.М.Кудинов и С.А, Ведринская (53) 621.394.62(088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

У 1262744, кл. Н 04 L 27/12, 1985. (54) УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА СИГНАЛОВ

С ЧАСТОТНО-ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ . (57) Изобретение относится к радиосвязи. Цель изобретения — повышение помехоустойчивости. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой

Изобретение относится к радиосвязи, может использоваться при построении приемников сигналов с частотнофазовой модуляцией в высокоскоростных системах передачи информации и является усовершенствованием изобретения по авт.св. к 1262744.

Целью изобретения является повышение помехоустойчивости путем подавления сосредоточенных по спектру помех.

На фиг. 1 приведена структурная электрическая схема устройства для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией; на фиг. 2 — структурная электрическая схема частотно-избирательного ограничителя; на фиг. 3 структурная электрическая схема адаптивного фильтра; на фиг. 4 — структурная электрическая схема формирова,SU„„1518915 A 2

2 модуляцией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, интеграторы

3 и 8, блок 4 выделения несущей, фазовый детектор 5, АЦП 6 и 1О, r-p 7 частот, ключ 9, коммутаторы 11 и 18, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный ограничитель (ЧИО) 13, перестраиваемый фильтр 14, адаптивные фильтры 15 и 20, блоки 16 и 17 вычитания, формирователь 19 опорных сигналов и блоки 21 и 22 обратной связи.

Цель достигается путем подавления сосредоточенных по спектру помех.Устройство по пп. 2-4 формулы отличается выполнением ЧИО 13, адаптивных фильтров 15 и 20 и формирователя 19.

3 з.п. ф-лы, 6 ил. теля опорных сигналов; на фиг. 5 структурная электрическая схема параллельного колебательного контура;

laaL на фиг. 6 — диаграмма напряжений на выходах усилителей постоянного тока.

Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, первый интегратор 3, блок 4 выделения несущей, фазовый детектор 5, r первый АЦП 6, генератор / частот, второй интегратор 8, ключ 9, второй АЦП

10, первый коммутатор 11, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный or- 1 ) раничитель 13, перестраиваемый фильтр

14, первый адаптивный фильтр 15, первый блок 16 вычитания, второй блок

17 вычитания, второй коммутатор 18, формирователь 19 опорных сигналов, 1518915 второй адаптивный фильтр 20, первый

21 и второй 22 блоки обратной связи.

Частотно — избирательный ограничитель (ЧИО) 13 содержит первый m-входовый

5 сумматор 23, m-входовую схему 24 сравн»ния, m параллельных колебательных контуров 25 с диодами (фиг. 5), m компараторов 26, m усилителей 2/ постоянного тока, второй m-входовый сумматор 28. Адаптивные фильтры 15 и 20 содержат первый перемножитель

29, интегратор 30, второй перемножитель 31. Формирователь 19 опорных сигналов содержит первый 32 и второй

33 перемножители.

Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией работает слецующим образом.

На вход устройства поступает сумма сиг налов

Ч, (г) =Б(г)+М(г)+п(г), (1) гд» Ы (г) — частотно-фазомодулированный (ЧФМ) сиг нал, имеющий вид: 25

Ц(с) Ав(п(иаэс+ LCD(r)dr+ (2)

30 где А — амплитуда огибающей сигнала; (д. =

= 271 о и (— соответственно центральная о круговая частота и начальная фаза ЧФМ-сигнала;

6(д(г) — закон изменения мгновенной частоты;

dg(t) — закон изменения начальной фазы; 40

М(с) - интенсивная сосредоточенная по спектру помеха (ССП); п(г) - "белый" гауссовский шум.

Входное воздействие (1) одновременно подается на входы всех m параллель-45 ных колебательных контуров 25 ° Полосы пропускания Д f, контуров 25 (фиг. 5), определяемые номиналами индуктивности

1. и емкости С, не перекрываются, но совокупности IIoJIocbl IIpoIIускания A f; 50 этих фильтров перекрывают всю полосу частот Qf в которой осуществляется передача полезного информационного

ЧФМ-сигнала $(г), т.е.

df, P df = g, Vif j, i,j E (1,ш), причем

П1 l ,0 ; (3) Необходимое количество m параллельных контуров 25 выбирается иэ условия йf

) cen (4) где Г „ - полоса частот, занимаемая спектром собственно

ССП М (с) .

Выполнение условия (4) позволяет ограничить ССП M (t) для данного ЧИО

13 в максимальной степени, и тем самым минимизировать энергетические потери полезного сигнала Б(с) и его потери эа счет искажений, В блоке 13 происходит частотно-избирательное ограничение входных составляющих ССП достаточно большого уровня с локализацией при этом порождаемых ССП нелинейных компонент И(г) в сравнительно узкой спектральной области (полосе поглощения ЧИО 13 в окрестности центральной частоты ССП).

Эффект частотно-избирательного ограничения определяется в основном нелинейными искажениями третьего порядка. Целесообразность органиэации m непересекающихся (неперекрывающихся между собой в частотной области) полос поглощения обусловлена необходимостью обеспечения частотно»избирательного ограничения интенсивной ССП во всей полосе полезного сигнала hf (т.е. при любой частотной настройке

ССП М (с) .

Ч,,(г) S(t)+M,(г)+п(г)+И(г). (5) Сигнал Ч (г) поступает на неинвертирующий вход первого блока вычитания 16 и сигнальный вход режекторного фильтра 12. Выход каждого параллельного контура 25 подключен ко входу соответствующего компаратора 26, В случае присутствия ССП М (г) во входном воздействии Ч1(t) выходной отклик U ; i ro контура 25, в полосе ограничения которого действует

При попадании интенсивной ССП в полосу пропускания любого иэ контуров

25 происходит частотно-избирательное ограничение данной помехи ССП М (с).

Выход каждого иэ m параллельных контуров 25 подключен к отдельному входу первого m-входового сумматора 23, на выходе которого формируется выходной сигнал V (t), в спектре которого имеется ограниченная ЧИО 13 ССП M<(с).

5 1518915 6

ССП М (с), отличен от выходных от- П „„,, соответствующее "1", на выкликон остальных параллельных конту- ходе остальных компараторов 26 напряров 25. Компараторы 26 настраиваются жение U, соответствующее "0". Эти таким образом, что их выходное напря5 сигналы "оступают Hà соответствующие жение Ц„„; соответствует 0" при от- входы схемы 24 сравнения. Если ССП М (с) сутстнии ССП М (с) и соответствует " 1" .отсутствует, то на схемы 24 сравнения усгананливается паратора 26. Выход каждого компарато- напряжения U соотнетств ющие 0 ра 26 соединен одновременно со входом при этом на выходе данной схемы 2 соответствующего усилителя постояннод схемы 24 го тока 2/ и с соответствующим входом также напряжение U

m-входовои схемы 24 сравнения. При пощее "0". При появлении хотя бы о ной

"1" на нходах m-нходовой схемы 24 явлении на входах усилителей 27 напрясравнения, на ее выходе устананлинажения U „„, соответствующего 1 их т ется напряжение, соотнетстнующее "1". выходные напряжения U равны: U

nflò мин Сигналы с ньиода m-входовой схем — у первого усилителя постоянного /

Mbl 2т сравнения поступают на управлятока 27, Бм „ - у т-го усилителя 27. ющие входы коммутатора 11 и коммута».

Омт,н т U мокс минимальное и максималь тора 18. ное допустимые напряжения, которые 20 При появлении на управляющем входе необходимо подавать на управляющий первого коммутатора 11 напряжения вход режекторного фильтра 12 и управ- Ц „„;, соответствующего "0 (ССП М (t) ляющий вход перестраиваемого фильтра

14 В отсутствует), входное воздействие

4 . Выходные напряжения U остальных пт i V, (с) подается на вход частотного деусилителей 27 также строго фиксирова- 25 тектора 1. В случае появления "1" на ны и находятся в пределах от U до мин д управляющем нходе первого коммутатора

У „причем ни одно из выходных нап- 11 (ССП М () (с) присутствует) на вход ряжений U „не равно 0 так как пт1 р т к к частотного детектора 1 подается сигэтот случай соответствует отсутствию нал Ч () нал (с) с выхода режекторного

ССП М (сj во входном воздействии. Под ств и ° По- 3Q фильтра 12. Аналогично и для коммутаясним это соответствующей записью и тора 18: в случае отсутствия ССПМ (с) графиком на фиг. 6: на вход блока 4 выделения несущей и нход фазового детектора 5 через

U„„„V ) U V е 2 ш-1) макс пт1 м„ц, Ч; 2,ш-1); линию 2 задержки подается входной сигнал Ч,(с), а в случае воздействия пт т рт мнн рт мокс "мин 0т ССП M (с) на указанные входы подаетVмок Ор U „ ф С ° пРи наличии ся сигнал Ч(с) с выхода блока 17 выССП М (t); U „,, = oonst; читания.

После локализации нелинейных комU ° - U =6U; Ч; E 1 m-11. Ь от „, )Ilt, a I l ° () 4p понент N(tj в сравнительно узкой (nn сравнению с полосой сигнала hf)

Выход каждого усилитепя постоянно- спектральной области дс посредстго тока 2! подключен к соответствую- вом частотно-избирательногo ограничещему входу второго ш-входового сумма- ния мощных составляющих CCII М (t) тора 28 для развязки выходов усили45 частотную режекцию указанных компотелей 27. Коэффициент передачи по нент N(t) возможно осуществить тольнапряжению второго ш-входового сумма- ко перед входом частотного детектора тора 28 равен 1. Напряжение

P чрт, с нь 1, который является некогерентным хода сумматора 28 подается на п анд <> s » уnл демодулятором и выделяет информацию, заключающуюся в законе изменения и перестраиваемого фильтра 14 для пе- мгновенной частоты ЧФМ-сигнала Б(с). рестройки центральных частот f u о о Фазовый детектор 5 является когерентсоответственно полосы режекции и по- ным (т.е. фазочувстнительным) демодулосы пропускания этих фильт ов по фил тров под лятором. В связи с этим узкополосная центральную частоту мешающего воздей- режекция ограниченной ССП М (с) нествия ССП М (t) .

55 достаточно эффективна, ибо при этом

При появлении ССП М

ССП М (с) на входе возможно внесение дополнительных фаустройства на выходе соответствующе- зовых ошиб к и оши ок; резко возрастает урого компаратора 26 появляется нап яж л е ся напряже- вень и, особенно глубина межсимволь7

1518915

<ых искажений информационных дискретных сигналов Б(с). Вследствие этого качество когерентного приема цифровой информации существенно снижается.

Расчеты показывают, что данные искажения информационных дискретных сигнапов наблюдаются в 100 и более соседних интервалах, Практически устран»пие влияния интенсивной ССП М (t)

10 на фазовый детектор 5 без внесения при этом искажений полезных сигналов

Б(с) может быть обеспечено только путем адаптивной компенсации ограниченной ССП М„(с) (т.е. устранение линейного влияния ССП М (r) ) с одновременной адаптивной компенсацией компонент нелинейных искажений Х(г) полезного сигнала S(t) (т ° е. устра.нение и нелинейного влияния ССП М (с, )..

Режекторный фильтр 12 осуществляет подавление ССП М (t), частота кото рск совпадает с центральной частотой его настройки f . Полоса режекции 25 фильтра 12 выбирается из соображений н» только подавлением уже ограниченной интенсивности ССП М, (t) в частотно-избирательном ограничителе 13, но и для подавления возможных спектраль- 30 вь<х составляющих нелинейных искажений

И(с), возникших при данном частотноизбирательном ограничении СПП М (с).

На сигнальный вход режекторного фильтра 12 подается сигнал V (г) с выхода ЧИО 13. Поскольку полосы лока- 35 лизации нелинейных компонент N(t) определяются полосой 5f, i-ro параллельного контура 25, то и полоса режекторного фильтра hf должна быть выбрана равной полосе x-ro контура 25

ЧИО 13, После такого подавления линейного и нелинейного влияния СППМ (с) режекторным фильтром 12 "очищенный сигнал"

1 (7) (где S (t) — это S(t) с вырезанным ,4 участком спектра), который поражен линейным локализованным в ЧИО 13 нелинейным влиянием СПП М (t), поступа- 50 ет на второй сигнальный вход коммутатора 11 и далее на вход частотного детектора 1.

Перестраиваемый< фильтр 14 вьщеляет полосу частот, занятую ССП М (г), при этом в полосу попадает часть полезного сигнала S<(г). Ширина полосы прозрачности И„ фильтра 14 и положение этой полосы на частотной оси

f выбирается таким образом, чтобы максимизировать отношение помеха сигнала 1ih в этой прлосе частот Ь f„.

Центральная частота настройки f

О фильтра 14 совпадает с частотой

ССП M (с) и подстраивается под частоту CCII M (с) под воздействием приложенного напряжения U<,„, с выхода частотно-избирательного ограничителя 13 на управляющий вход перестраиваемого фильтра 14.

Сигнал на входе адаптивного фильтра 15 можно представить в виде

V4 (t) =S1(Г)+М(с)+и (С), (8) где S (t) — часть полезного сигнала

Б(с), попавшая в полосу пропускания

6Е„фильтра 14 °

Выходной сигнал адаптивного фильтра 15 имеет вид

4 „(с) =W, (t) Ч, (с), (9) где w1(ñ) — изменяемая во времени импульсная характеристика адаптивного фильтра 15.

При воздействии сигнала ошибки

Ч t) с выхода блока 21 обратной свя-

5 зи на управляющий вход адаптивного фильтра 15, передаточная функция

W, (с) последнего изменяется таким образом, что в блоке 1Ь вычитания обеспечивается оптимальное (по критерию минимума среднеквадратической ошибки) подавление ССП М (с) во вход1 ном воздействии Ч (с), Действительно, совокупность из последовательно соединенных перемножителя 29 и интегратора 30 адаптивного фильтра 15 (фиг . 3) образует коррелятор, выходной отклик которого z1(t) характеризует степень линейной стохастической взаимосвязи между воздействием Ч+(г) на сигнальном (т,е. с выхода перест» раиваемого фильтра 14) и управляющем

Ч (t) (т.е. с выхода блока 21 обратной связи) входах адаптивного фильтра 15 (фиг.1). Этим и обеспечивается формирование выходного сигнала Z„(t) адаптивного фильтра 15, в максимальной степени "похожего" на подавляемую ССП М (г), а значит и ее подавление в блоке 16 вычитания. Можно показать, что

lim Z(t) = lim W(t) ° Ч+(г) =М(г).

1 -в о -ЕОО (10) 1518915

V (t) Ч (с) ((с) Б(с)+М,(t)+N(t)+

+п(с) -Х, (с) . (11) 40

Адаптивный фильтр 15 настраивается таким образом, чтобы минимизировать мощность Р„ . Отсюда следует, что минимизируется мощность разности P . В этом случае выходной сигнал адаптив- 45 ного фильтра 15 Z(t) является наилучшей оценкой в смысле минимума среднеквадратической ошибки.

Сигнал Б(с), не коррелированный с

ССП М (t), остается нескомпенсирован- 50 ным. Сигнал S(t) проходит на выход блока 16 вычитания практически без искажения, так как передаточная функция для сигнала равна 1. Для минимизации искажений сигнала $(г) необхо- 55 димо повышать отношение сигнал/шум h

S(t)

М,(с)+п(с) (12) Таким образом, в адаптивном фильтре 15 учитываются и устраняются возможные различия характеристик при прохождении ССП M (t) от входа заявляемого устройства через ЧИО 13 до

5 неинвертирующего входа блока 16 вычитания и от входа устройства через линию 2 задержки,перестраиваемый фильтр 14, адаптивный фильтр 15 до инвертирующего входа блока 16 вычитания.

Кроме того, необходимо отследить и возможные изменения собственно

ССП М (t), претерпевшую частотно-селективные искажения в линии 2 задержки с практически неизбежной дисперсионностью ее характеристик. Адаптивный фильтр 15 позволяет устранить влияние изменения характеристик ССП М (с) во времени, поскольку параметры

ССП М (t) изменяются значительно медленнее, чем параметры полезного информационного сигнала S(t), который при высокоскоростной передаче сооб- 25 щений является существенно более широкополосным по сравнению с подавляемой ССП М (t) .

На неинвертирующий вход блока 16 вычитания поступает сигнал Ч (t) с

2 выхода ЧИО 13, а на инвертирующий вход — сиг нал с выхода адаптивног о фильтра 15 /, (с) . Из соотношений (5) и (9) следует, что выходной сигнал блока 16 вычитания Ч (t) можно пред6 ставить в виде. на непнвертирующем входе блока 1b вычитания и уменьшать отношение сигнал/

/шум h

S,(с)

2 М(г) 4-и(„) (13) (14) Z,(t) =W (с) Ч,(с), где W (t) — изменяемая во времени импульсная характеристика адаптивного фильтра 20.

Можно показать, что

lim А (t) =lim W (t) V,(t) =N(t) .

Э ф (>д $ -У СО (15) При воздействии сигнала ошибки

Ч (с) с выхода блока 22 обра "íîé связи на управляющий вход адаптивного фильтра 20 передаточная функция W (t)

z. последнего изменяется таким образом

У что в блоке 1/ вычитания обеспечивается оптимальное (по критерию минимума среднеквадратической ошибки) подавление нелинейных компонент N(t)

У воз никших при час тот но-и эбира тельном

or р а ни ч е нии и ол е з ног и с и г и ал а S (с ) . на сигнальном входе адаптивного фильтра 15.

С выхода линии 2 задержки входное воздействие Ч, (с) поступает на вход формирователя 19 опорных сигналов (устройство возведения в третью степень) (фиг. 4) ° Входное воздействие

Ч (t) поступает одновременно на оба вх<эда перемножителя 32 и на второй вход перемножителя 33. Сигнал V, (t) с выхода перемножителя 32 умножается в перемножителе 33 еще раэ на сигнал

V,(с), чем обеспечивается возведение в третью степень входного воздействия

V, (t) в блоке 19. Сигнал V (t) поступает на вход адаптивного фильтра

О. Формирование сигнала V, (г.) на вы 7

Э ходе блока 19 связано с тем, что нелинейные искажения N(t) в ЧИО 13 обусловлены в основном нелинейными эффектами третьего порядка. На выходе адаптивного фильтра 20, принцип действия которого идентичен принципу действия адаптивного фильтра 15, формируется сигнал 4, (t), в максимальной степени "похожий" на подавляемые (и локализованные в ЧИО 13) нелинейные компоненты N(t) сигнала Б(с), поступающие на неинвертирующий вход блока 17 вычитания с выхода блока 16 вычитания, причем

1t)=V<(г)-l.,(г)=8(г)+М,(t)+N(t)+ (16)

10 в котором скомпенсированы ограниченная в ЧИО 13 собственно ССП И (t) и нелинейные. искажения Х (г), возникшие при ее ограничении .

На выходе частотного детектора 1 по результатам приема элемента сигнала 8 (r.) за тактовый интервал времени формируется напряжение U которое является функцией отклонения значения мгновенной частоты принятого элемента сигнала f от частоты

k настройки частотного детектора 1

20 (17) Выходной сигнал 7., (r) адаптивного фильтра 20 поступает на иннертирующий вход блока 1 l вычи" àíèÿ . Ha выходе блока 17 вычитания формируется сигнал

5 (г) 12 сущеи поступает на вход i «нератора 7 частот, который преобразует данный сигнал 8 „(t) во множество опорных

1 сигналов 8 „„(г) . Каждый опорный сиг, I нал S „ „ (г) с соответствующего выхода генератора 7 частот поступает на соответствующий вход ключа 9. В ключе

9 под действием кода, содержащего информацию о мгновенной частоте f ирик нятого элемента сигнала Нк(г), производится коммутация к-го сигнального входа, соответствующего данной частоте, на выход ключа 9. Опорный сигнал

8„„ „ г), центральная частота которого равна мгновенной частоте f „ принятого элемента сигнала Ык(t), с выхода ключа 9 поступает на второй вход фазового детектора 5, на первый вход которого поступает задержанный на время t з, текущий элемент сигнала

8 (t). На выходе фазового детектора

) формируется напряжение U являющееТп ся функцией разности фаз принятого

Ы (г) и опорного S,„„(г) сигналов:

Данное напряжение U интегрируется за время тактового интервала интегратором 3, выходное напряжение которого равно:

U„ (t)at, (18) 1

U (г)=— о

Линия 2 задержки производит задержку входного воздействия Ч,(t) на время г равное длительности об1 45 работки одного элемента сигнала 8„(г) с момента поступления его на вход заявляемого устройства до момента выдачи решения о частоте данного элемента сигнала Н„.(r) в виде кода на выходе АЦП 6.

В блоке 4 выделения несущей центральная частота Г „и ог|орного сигнала (г) настраивается под мгновенную частоту f „ сигнала Ь „,(г) лишь в моменты поступления элементов сигнала

8 „ с часто сй 1, E

Опорный сигнал 8„(t ) с частотои г о, „с выхода блока ч выделения не50 где c — постоянная времени интегратора 3 ..

Напряжение U„,(t) с выхода интегра- 35 тора 3 поступает на вход АЦП 6, который преобразует напряжение U „,(г) в код, соответствующий мгновенной частоте f принятого текущего элемента сигнала 8 (г), который и поступает 40 на первый выход устройства, Напряжение U + с выхода фазового детектора 5 интегрируется интегратором 8 и поступает на вход AIUI 10, который преобразует напряжение U c выхода интегратора 8 в код, соответствующий фазе принятого элемента сигнала Ы„(t). Дальнейшая работа устройства для приема сигналов с частотнофазовой модуляцией происходит аналогйчно описанному циклу приема одного элемента сигнала 8 „(г) .

Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией предназначено для повышения помехоустойчивости приема ЧФМ сигналов в условиях воздействия интенсивных ССП M (t) пу1 тем устранения линейного и нелинейного влияния на вход частотного детектора 1 и на первый вход фазового детектора 5 только одной интенсивной

ССП М (г) . Если на вход устройства одновременно воздействует несколько интенсивных ССП М (r), то в устройстве подавляется самая мощная иэ них или (в случае равенства их мощностей) первая проявившаяся либо любая (т. е.

v произвольная) . Если на вход устройства воздействует несколько интенсивнык ССП M (г) одновременно, то необходимо иметь несколько режекторных фильтров, такое же число перестраи13

14

1518915 ваемых фильтров и удвоенное число по сравнению с количеством воздействующих ССИ И (t) адаптивных фильтров.

Ф о р м у л а и з о б р е т е н и я

1. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией по авт.св. В 1262744, о т л и ч а ю— щ е е с я тем, что, с целью повышения помехоустойчивости путем подавления сосредоточенных по спектру помех, введены последовательно соедин . ненные частотно-избирательный ограничитель, режекторный фильтр и первый коммутатор, последовательно соединенные перестраиваемый фильтр, первый адаптивный фильтр, первый блок вычитания, второй блок вычитания и второй коммутатор, последовательно соединенные формирователь опорных сигналов и второй адаптивный фильтр, а также первый и второй блоки обратной связи, вход частотного детектора подключен к входу устройства через первый коммутатор, выход линии задержки соединен с входом блока выделения несущей и с первым входом фазового детектора через второй коммутатор, первый выход частотно-избирательного ограничителя подключен к первому входу перестраиваемого фильтра, второй выход частотно-избирательного ограничителя соединен с третьими входами первого и второго коммутаторов, третий выход частотно-избирательного ограничителя подключен к вторым входам первого блока вычитания и режекторного фильтра, вход устройства соединен с входом частотноизбирательного ограничителя, выход первого блока вычитания подключен к входу первого блока обратной связи, выход которого соединен с вторым входом первого адаптивного фильтра, выход второго блока вычитания подключен к входу второго блока обратной связи, выход которого соединен с вторым входом второго адаптивного фильтра, выход линии задержки подключен к второму входу перестраиваемого фильтра и к входу формирователя опорных сигналов, а выход второго адаптивного Фггльгра соединен с вторым входом второго блока вычитания, 2. Устройство по и. 1, о т л и

5 ч а ю щ е е с я тем, что частотноизбирательный ограничитель содержит

m ветвей, состоящих из последовательно соединенных параллельного калебательного контура, компаратора и усилителя постоянного тока, первый и второй m-входовые сумматоры и m-входовую схему сравнения, входы параллельных колебательных контуров являются входом частотно-избирательного ограничителя, выходы усилителей постоянного тока подключены к соответствующим входам второго m-входового сумматора, выход которого является первым выходом частотно-избирательного ограничителя, выходы компараторов соединены с соответствующими входами

m-входовой схемы сравнения, выход которой является вторым выходом частотно-избирательного ограничителя, а вы25 ходы параллельных колебательных контуров ггодключены к соответствующим входам первого m-входового сумматора, выход которого является третьим выходом частотно-избирательного огра30

3. Устройство по ип. 1 и 2, о т л и ч а ю щ е е с я тем, что первый и второй адаптивные фильтры содержат кажцый последовательно соединенные

35 первый перемножитель, интегратор и второй перемножитель, выход которого является выходом адаптивного фильтра, первый вход первого перемножителя и второй вход второго перемножителя явг

40 ляются первым входом адаптивного фильтра, а второй вход первого перемножителя является вторым входом адаптивного фильтра, 4. Устройство по пп. 1-3, о т л и

45 ч я ю щ е е с я тем что Формирова тель опорных сигналов содержит последовательно соединенные первый и второй перемножители, первый и второй входы первого перемножителя и второй

50 вход второго перемножителя объединены и являются входом формирователя опорных сигналов„а выход второго перемножителя — выходом формирователя опорных сигналов. ь вч

Фие.?

1518915

ОВ °

1518915 фиг. б

Составитель И. Котиков

Техред Л.Олийнык КорректорЛ Патай

\, Редактор Н. Горват

Заказ 6613/58 Тирам 626 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Иосква, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул. Гагарина, 101