Способ усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов и устройство для его осуществления - усилитель синельника

 

Способ предназначен для использования во входных каскадах радиоприемных устройств. Способ основан на регенерации активных потерь, осуществляемой управляемым активным элементом (УАЭ) путем контроля его характеристики управления с использованием частоты, равной удвоенной несущей сигнала, реактивные параметры УАЭ существенно меньше активных. При определенных амплитудных соотношениях сигнала управления и фазы сигнала передаточная функция УАЭ по отношению к сигналу изменяется. Усиление соответствующих сигналов реально достигается путем последовательного включения по току источника сигнала с УАЭ в виде двухполюсника, сигнальные импедансы обоих соизмеримы. Устройство предполагает компенсацию неконтролируемых параметров УАЭ, источника сигнала и нагрузки. Если фазочастотная характеристика УАЭ линейна, искажения фазы выходного сигнала могут быть ослаблены последующим аналогичным каскадом. 2 с. и 2 з.п.ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится ук технике усиления сигналов с минимумом избыточных шумов и может быть использовано во входных каскадах радиоприемных устройств.

Известен способ усиления сигналов, основанный на явлении вынужденного излучения в среде с инверсной населенностью энергетических уровней [1]. Недостатком его является небольшая относительная ширина полосы усиливаемых частот, необходимость привлечения криогенной техники.

Известен также способ усиления сигналов, заключающийся в регенерации потерь в резонансной системе, осуществляемый параметрическим реактивным элементом с помощью холостого контура [2]. Недостатком его является небольшая относительная ширина полосы усиления, в особенности при использовании контуров первого порядка.

Наиболее близким по совокупности признаков к предлагаемому изобретению является способ усиления сигналов, заключающийся в регенерации потерь в резонансной системе, осуществляемый с помощью вырожденного (одноконтурного) параметрического усилителя (ПУ) синхронного типа [3, рис. 11.15]. Недостатком его является малое отношение Δ f/f₀, сильная зависимость ширины полосы усиления 2 Δ f от номинала несущей f₀.

Цель изобретения - усиление амплитудно-модулированного (АМ-) и фазоманипулированного двухпозиционного (ФМ2-) сигналов с минимумом избыточных шумов при значении отношения Δ f/f₀, близкого к единице.

Данная цель достигается тем, что параметрический двухполюсник полного импеданса (2, 3, фиг. 1), осуществляющий регенерацию активных потерь, образован активной проводимостью 3, контролируемой с помощью формирователя сигнала управления (ФСУ) (4), вырабатывающего сигнал управления (СУ), в составе которого имеется частота, равная удвоенной несущей сигнала, а реактивная составляющая импеданса двухполюсника (2), также контролируемая при помощи ФСУ (4), в полосе частот сигнала 2 Δ f составляет незначительную долю в характеристике двухполюсника.

Полезный сигнал в форме напряжения наводится на выводах двухполюсника (2, 3). С помощью преобразователя "напряжение-ток" (5) сигнал может быть подан на вход следующего каскада. Цифрой 1 на фигуре 1 обозначен источник входного сигнала, имеющий высокое выходное сопротивление (модуль), если регенерация потерь в двухполюснике приводит к обнулению его проводимости.

Вариантом устройства, осуществляющего данный способ усиления, может служить источник входного сигнала (1, фиг. 2), имеющий малое выходное сопротивление, нагруженный на двухполюсник (2, 3), регенерация потерь в котором сопровождается обнулением сопротивления полезному сигналу. Элемент 5 в этом случае является преобразователем "ток-напряжение" и включается последовательно с источником сигнала и двухполюсником (фиг. 2).

Хотя двухполюсник (2, 3), обнуляющий импеданс входному сигналу, и обладает в отношении последнего формальными свойствами двухполюсника, благодаря чему регенерация активных потерь может наблюдаться и изменять свойства любой цепи [4], например, управляемого четырехполюсника, называемого в дальнейшем управляемым активным элементом (АЭ), реально положительный эффект может быть достигнут путем выполнения специальных технических решений.

Первое их этих решений заключается в соизмеримости включенных последовательно по току сигнала импеданса источника и сигнального импеданса управляемого АЭ, выполненного в виде двухполюсника (фиг. 3, 4). Полезный эффект в этом случае проявляет себя аналогично резонансу токов (напряжений) в параллельном (последовательном) контуре. Сущность данного решения изложена при описании фигур 1, 2.

Вторым, не менее важным, решением является нейтрализация неконтролируемых (паразитных) параметров управляемого АЭ. В случае, если АЭ является двухполюсником (фиг. 1, 2), такая нейтрализация может быть осуществлена путем параллельного подключения к управляемому двухполюснику (2, 3) второго двухполюсника (6), имитирующего нейтрализуемый параметр, например отрицательную емкость. В случае, если управляемый двухполюсник и нейтрализующий выполнены на однотипной элементной базе, качество нейтрализации приемлемо во всем диапазоне частот 2 Δ f.

Вариантом данного решения может служить управляемый двухполюсник, совмещенный с нейтрализующим (фиг. 3, 4). Подобное совмещение возможно благодаря применению отрицательных проводимостей (g₃) в цепи обратной связи. Достоинство решения (фиг. 3, 4) - простота эквивалентной схемы.

Третьим техническим решением, существенно расширяющим возможности способа усиления, является линеаризация фазочастотной характеристики (ФЧХ) выходного сигнала, достижимая путем придания контролируемым составляющим импеданса, а в случае управляемого АЭ - и характеристике управления - характера слабой положительной (возрастающей) или отрицательной (спадающей) линейной фазочастотной зависимости.

Наглядное представление способа усиления, с учетом перечисленных выше технических решений, может быть получено в результате анализа электрической схемы, представленной фигурой 5. Приняты следующие обозначения: J_вх= J₀(t) cos(ωt+Ψ); (1) C_Σ= C₀+ C₂cos2ωt ; (2) g_Σ= g₀+ g₂cos2ωt, (3) причем g₀ - суммарное значение контролируемой и паразитной активных проводимостей, включая проводимость источника сигнала и нагрузки; g₂ - контролируемый параметр активной управляемой проводимости; C₀ - сумма контролируемой и паразитной емкостей двухполюсника, в том числе выхода источника сигнала и входа преобразователя (5, фиг. 1); C₂ - контролируемый параметр управляемой емкости.

Синхронизм управления емкостью (2) и проводимостью (3) в отношении сигнала обеспечивается независящей от времени фазой Ψ (1), синхронизм между изменением емкости (2) и активной проводимости (3) происходит автоматически, без применения специальных мер фазового согласования.

Уравнение, описывающее процессы в цепи, записывается в следующем виде: В более общем случае цепь, в которой возможна регенерация активных потерь, описывается формулой, близкой к (4):

т. е. входное воздействие (1) в общем случае обогащено нечетными гармониками несущей ω, в дальнейшем мы принимаем для упрощения везде m=1;
полезный выходной сигнал, обогащенный нечетными гармониками несущей сигнала ω;
сумма контролируемых и паразитных медленно изменяющихся или постоянных во времени параметров цепи;
сумма контролируемых параметров цепей сигнала управляемого АЭ, учитывающая линейные погрешности ФСУ (4, фиг. 1, 2) и влияние внешней к АЭ цепи.

Функцию всегда можно представить в виде

причем β - не зависящий от частоты и времени параметр;
паразитная (неконтролируемая) амплитудно-частотная комплексная зависимость.

Согласно п. 4 формулы, полезный эффект может быть достигнут при осуществлении условий:

Согласно п. 2 формулы, характеризуется линейной ФЧХ на участке 0...2 Ω_max (фиг. 6).

Общей характеристикой способа усиления и осуществляющего устройства может служить соотношение, определяющее тип характеристики управления управляемого элемента:

При этом неравенство (8) характеризует не столько возможность достижения положительного эффекта, сколько его величину (например, коэффициент усиления), величину линейных искажений. Разъяснение этого явления дано в разделе "Частотные свойства".

Достаточно полное представление о регенерации потерь в двухполюснике в полосе частот 2 Ω_max (фиг. 6) может быть получено из частного решения уравнения (1-4), общее решение этого уравнения в силу малости реактивных параметров (8) будет отличаться незначительно.

Существует область значений параметров уравнения (4), в которой частное решение является функцией решения асимптотического уравнения
J₀(t)cos(ωt+Ψ) = U_вых(g₀+g₂˙cos2ωt), (9)
полученного приравниванием к нулю реактивностей C₀ и C₂. В этом случае огибающая I₀(t) (1) является произвольной функцией, не содержащей частоты, равной несущей ω. Удобно из огибающей выделить некоторую составляющую частоты Ω:
J₀(t) = J₀cosΩt. (10)
Тогда между частотами ω и ωʹ (5) будет иметь место зависимость
ωʹ = kω ± Ω, (11)
причем неоднозначность устраняется при суммировании в (5) по положительным и отрицательным индексам.

Решение уравнения (9) будем искать в виде бесконечного ряда:

В этом ряду, вообще говоря, несходящимся, неизвестными являются лишь первая и третья гармоники. Все высшие гармоники сигнала могут быть найдены путем подстановки (12) в уравнение (9), в результате чего имеем следующие реккурентные соотношения:


Из соотношений (13), (14) можно приближенно сделать вывод о том, что ряд (12) расходится в случае

Хотя соотношения (13), (14) становятся при этом символическими, вид решения (12) сохраняется, и его можно найти путем разложения в ряд Фурье [5] по частотам K ω функции

Решение (16) в области (15) (и только!) асимптотично по отношению к закону Ома.

Необходимым и достаточным для нахождения решения (12) в области

является предположение о существовании решения и его единственности. Тем не менее, решение в области (17) распадается на два значения, а сама область - соответственно на два интервала (фиг. 7).

Решение непрерывно по модулю в точках соприкосновения интервалов

и терпит разрывы на внешних границах (15), (17). Название областей (нормальной, инверсной) проводимости вытекает из соотношения между фазой ϕ₁ и Ψ (21). Граничный режим (18), вообще говоря, не обнуляет проводимости, т.к. инверсии подвергается не абсолютное значение проводимости, а ее фазовая характеристика.

Возможность усиления сигналов вытекает из формул (22 а, б, фиг. 7), широкополосность способа усиления подтверждается отсутствием в этих выражениях номинала несущей.

Способ усиления преобразует входные сигналы (АМ и ФМ2) по Гильберту [3], в ряде случаев это свойство может быть достаточно важным.

В случае фазовой манипуляции (Ψ = ±ζ) фаза выходного сигнала подвергается дополнительной манипуляции ±π/2 При четном количестве каскадов усиления дополнительная манипуляция не обнаруживается.

Емкости C₀, C₂ (4) влияют на решение (фиг. 7) двояко.

Во-первых, они определяют крутизну ФЧХ выходного сигнала:
в нормальном режиме (Н.Р.)

в инверсном режиме (И.Р.)

Наличие знака "модуль" применительно к частоте модуляции Ω является отличительным качеством усилителя (фиг. 1, 2) по сравнению с классической RCL-цепью. Поэтому во всех соотношениях, в которых отсутствует быстроизменяющаяся функция ωʹt, в выражении (11) следует полагать суммирование двух неотрицательных величин.

Во-вторых, C₀ и C₂ (4), а в общем случае реактивности (5) определяют условие применимости формул решения (фиг. 7):

где Q - добротность усилителя, может быть вычислена по формуле

N - коэффициент параметрического усиления, фигурирует в (26) как независимый параметр, либо вычисляется по формуле
Н.Р.

И.Р.

В случае идеальной компенсации паразитных параметров (6) добротность (27) равна нулю, решение (фиг. 7), формулы (28), (29) справедливы для произвольной фазы Ψ (26). В связи с тем, что доля реактивной составляющей в общем импедансе и характеристике управления АЭ незначительна (8), компенсация параметра (6), (7) приобретает принципиальное значение.

Частотные свойства.

Не менее 4-х относительно независимых характеристик усилителя (фиг. 1, 2) имеют смысл полосы пропускания (ПП).

1. Абсолютная ПП, характеризуется нахождением сигнала внутри области усиления (20, фиг. 7):

2. Полоса перестройки, включает условия (26), (27); определяет для сигнала с узкой базой (Ω/ω) << 1) и фазой Ψ максимальную частоту ω, выше которой параметрическое усиление N (28), (29) отсутствует.

3. Проходная ПП - полоса усиления АМ-, ФМ2-сигнала с широкой базой и заданной крутизной ФЧХ при нормированной неравномерности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) усилителя.

4. Непараметрическая (потенциальная) ПП - пренебрежимы или отсутствуют фазовые искажения входного сигнала, оптимальная настройка, небольшой коэффициент параметрического усиления N.

Из этих характеристик две (третья и четвертая) связаны с понятием неравномерности АЧХ усилителя

по отношению к сигналу с максимальной частотной модуляции Ω. Под крутизной ФЧХ-сигнала при условии ее постоянства в диапазоне 0... Ω будем понимать соотношение

где c, G - некоторые характеристики сигнала, имеющие размерность [Фарады], [Симменсы] соответственно.

Малая крутизна ФЧХ-сигнала, с которой мы продолжаем рассмотрение свойств усилителя, означает небольшие фазочастотные искажения в диапазоне 0... Ω. Таким свойством может обладать, например, фаза сигнала (24), (25) с выхода предыдущего усилителя. Обычно, т.е. непараметрические цепи со слабо выраженной реактивностью дают более сложную зависимость Ψ = L(Ω), однако чувствительность усилителя к подобным искажениям выражена слабее, так как фазовые искажения в обычной цепи со слабой реактивностью накапливаются в основном в фазе огибающей (10).

Проходную ПП усилителя можно найти, подставляя в выражения (28), (29) значения фазы Ψ, полученные на основании (24), (25), (32) как при последовательном прохождении сигналом (1), (10) двух каскадов. Для заданной неравномерности АЧХ (31) можем получить максимальную частоту огибающей Δ f (см. также фиг. 6):

Требование неискаженного сигнала на входе - вторая особенность усилителя (фиг. 1, 2). Применительно к достаточно большим N можно говорить о малости реактивной составляющей характеристики управления АЭ (8) в полосе Δ f.

Непараметрическая ПП усилителя является сложной функцией базы сигнала Ω/ω даже для простых цепей (фиг. 5). Амплитуда первой гармоники напряжения для воздействия (1), (10) здесь выражается формулой

для которой

y = Gʹ/ωCʹ . (35)
Для классического

в отношении полезной компоненты U₁ (34) с базой Ω/ω порядка единицы можно получить
Y_0.707 ≈ 0.44. (37)
Отношение Ω_{max/2πf0,707} (фиг. 6) зависит от требований, предъявляемых к ФЧХ усилителя, сужается в случае появления пологого участка ( , фиг. 6), вблизи которого поддержание малых Q затруднено. Для однокаскадного усилителя приближенно можно считать:

причем найдено с учетом квадратур выходного сигнала (34).

Требование линейности ФЧХ контролируемого параметра (фиг. 6) вследствие малости реактивной его составляющей (8) означает, что поддержание малых Q (27) в полосе частот 2Ω_max (фиг. 6) осуществляется с помощью функции также обладающей линейной фазочастотной зависимостью. Результатом этого является достаточно простой вид эквивалентной схемы устройства (фиг. 5).

Неконтролируемая емкость C_п, включенная параллельно проводимости g_Σ (3), и всегда сопутствующая реализации последней, не повышает порядка цепи, представленной схемой (фиг. 5). Минимальный порядок цепи, в которой возможна регенерация активных потерь (фиг. 5), минимизирует количество параметров, нуждающихся в точной настройке, обеспечивающих малое Q (26) в широкой полосе частот.

В схеме, представленной фигурой 3, являющейся эквивалентом управляемой проводимости, компенсации неконтролируемых параметров (6) заключается в выполнении соотношений
g₁₁ = S₀; (38)


ΔS = g₀+ g₂cos2ωt (41)
при условии малой выходной проводимости g₂₂ обоих транзисторов, согласованности параметров VT₁, VT₂ (балансировка S₀ не показана). Синфазное переменное напряжение подавляется источниками тока JT₁, JT₂, которые служат также для подавления постоянной разности напряжений на выходе.

Характеристика управления АЭ (VT₁-VT₂) является комплексной зависимостью и может быть оценена как соотношение между выходным током устройства (фиг. 3) и напряжением на сигнальных затворах VT₁, VT₂, с учетом влияния внешних элементов.

Характеристика эквивалентного двухполюсника выражается формулой

Непараметрическая ПП f_0,707 для сигнала с широкой базой в И.Р. на основании (34), (35), (37) составит

однако высокая добротность (27) на этой частоте существенно усложнит настройку усилителя.

Шумовые свойства.

В случае диодного включения полезного транзистора (VT₁, VT₂, фиг. 3), спектральная плотность шумового тока на выходе двухполюсника определяется плотность шумового тока его канала, с поправкой на шум затвора [6]:

где K - постоянная Больцмана (1.4·10^-23 Дж/K);
Θ - абсолютная температура;
S₀ - постоянное смещение затвора (фиг. 4);
параметры управления (41), (42).

Единица в последнем сомножителе (44) определяет составляющую шумового тока, вызванную напряжением шумов затвора.

Источником шума является также дробовой шум стокового тока
S_id(ω) = 2qJ, (45)
где q - заряд электрона (1.6·10^-19 Кл);
J - постоянный ток VT₁ (VT₂).

Если источники тока смещения (JT₁, JT₂, фиг. 3) выполнены на однотипных, например, комплементарных к VT₁, VT₂, транзисторах, спектральная плотность шумового тока на входе преобразователя (5, фиг. 1) выразится через (44), (45):

с учетом шума формирователей тока JT₁, JT₂.

Шумовой ток (46) создает на проводимости (41), (42) падение напряжения, спектральная плотность квадрата которого составляет:

Если S₀ выбрана на начальном участке характеристики управления (фиг. 4), что диктуется вопросами как общей устойчивости усилителя, так и его энергоэкономичности, шум усилителя эквивалентен шуму резистора R_ш, включенного параллельно входу преобразователя "напряжение-ток" (5, фиг. 1) с эффективным значением:

действующий во всей полосе частот Δ f (33).

Отношение C₂₂/C₁ невыгодно брать меньше одной-нескольких единиц, поскольку крутизна даже наиболее подходящих транзисторов (VT₁, VT₂, фиг. 3) КП 346 А9 (В9) составляет немногим более 10 мА/В [7]. Значительное увеличение этого отношения сужает диапазон нейтрализации (42) и, кроме того, создает технические трудности при реализации отрицательной проводимости g₃ (39). По этой причине составляющая дробового шума двухполюсника (48) превосходит составляющую тепловых шумов при Θ ≈ 300 K примерно на порядок.

Источником шума ПУ является сопротивление потерь сигнального контура. Чтобы применение ПУ было оправданным, его величина должна составлять порядка удвоенного вносимого [3]:
R_п = 2/G_э, (49)
где G_э определяется по формуле

Если принять в качестве типичных значений C_п = 30·10^-12 Ф; m = 0.2; sin Ψ ≈ 1, а величину g₀ в (44) положить 2·10^-3 А/В, то для J = 5·10^-3 А, на частотах:

усилитель (фиг. 1, 3) обладает лучшими шумовыми свойствами, нежели синхронный ПУ.

Полезный эффект, достигаемый способом усиления и реализующим устройством, состоит в параметрическом усилении АМ-, ФС2-сигналов (28, 29) при проходной ПП (33). Отношением между параметрами двухполюсника (управляемого АЭ) (35), равным нескольким единицам, достигается слабая зависимость амплитуды выходного сигнала (34) от базы сигнала Ω/ω, вплоть до значения базы, близкого к единице. Указанными свойствами известные способы усиления не обладают.

Шунтирование избыточных шумов относительно выводов двухполюсника, осуществляемое управляемой активной проводимостью, характеризует в большей мере устройство и поддается количественной оценке лишь при известных характеристиках реализующей цепи.

Источники информации
1. Пожаров А. М. Криоэлектронные усилители низких, средних, высоких частот. - М.: Радио и связь, 1983.

2. Эткин В.С., Гершензон Е.М. Параметрические системы на полупроводниковых диодах. - М.: Сов. Радио, 1964.

3. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Сов. Радио, 1971.

4. Виницкий А.С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ-сигналов. - М.: Сов. Радио, 1969.

5. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике для инженеров и учащихся ВТУЗов. - М.: Наука, 1986.

6. Букингем М. Шумы в электронных приборах и системах/ Пер. с английского. - М.: Мир, 1986.

7. Аксенов А.И., Нефедов А.В., Юшин А.М. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. Диоды. Транзисторы. - М.: Радио и связь, 1993.

Формула изобретения

1. Способ усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов, осуществляемый в электрической цепи, содержащей управляемый элемент, зависимость между входным воздействием и выходным сигналом управляется с помощью сигнала управления, содержащего частоту, равную удвоенной несущей сигнала, фаза несущей сигнала не зависит от времени, сигнал управления контролирует сумму параметров цепей сигнала управляемого элемента, характеризуемую действительной частью и мнимой частью, отличающийся тем, что управляемый элемент является активным элементом, а мнимой части суммы контролируемых параметров цепей сигнала управляемого элемента придают значение, по модулю меньшее действительной части указанной суммы настолько, что справедлива зависимость коэффициента параметрического усиления от фазы несущей сигнала.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что сумме контролируемых сигналом управления параметров цепей сигнала управляемого элемента в полосе частот сигнала придают линейную фазочастотную зависимость.

3. Устройство для усиления амплитудно-модулированных и фазоманипулированных сигналов, содержащее источник сигнала, описываемого входным воздействием, управляемый двухполюсник, односторонний преобразователь, преобразующий полезный сигнал с вывода указанного двухполюсника для подачи его на вход следующего каскада, зависимость между входным воздействием и полезным сигналом близка к зависимости между напряжением и током в указанном двухполюснике, зависимость между напряжением и током в указанном двухполюснике управляется сигналом управления, содержащим частоту, равную удвоенной несущей сигнала, сигнал управления контролирует сумму параметров цепей сигнала управляемого двухполюсника, представляемую контролируемым параметром активной управляемой проводимости и контролируемым параметром управляемой реактивности, указанный двухполюсник включен последовательно по току сигнала с источником сигнала, сигнальный импеданс двухполюсника, учитывающий уменьшение активных потерь, вызываемое удвоенной несущей сигнала управления, имеет величину, по модулю соизмеримую с импедансом источника сигнала, отличающееся тем, что контролируемый параметр управляемой реактивности указанного двухполюсника в полосе частот сигнала по модулю заметно меньший, чем контролируемый параметр активной управляемой проводимости.

4. Устройство по п.3, отличающееся тем, что неконтролируемая амплитудно-частотная комплексная зависимость между входным воздействием и полезным сигналом, комплексно представимая суммой действительной части и мнимой части, заметно уменьшена по отношению к сумме контролируемых параметров цепей сигнала управляемого двухполюсника уменьшением модуля действительной части комплексной зависимости по отношению к модулю контролируемого параметра активной управляемой проводимости, а также уменьшением модуля мнимой части комплексной зависимости по отношению к модулю контролируемого параметра управляемой реактивности.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7