Способ обнаружения источников радиоизлучений со скачкообразным изменением частоты

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в пассивных системах радиоконтроля для обнаружения и определения параметров множества передатчиков со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), одновременно попадающих в текущую полосу частот приема. Техническим результатом изобретения является повышение эффективности обнаружения и определения параметров (частотно-временной матрицы, описывающей закон скачкообразного изменения частоты; средней энергии сигнала; наиболее вероятного значения длительности отдельных излучений; скорости скачкообразного изменения частоты, азимута и угла места передатчика) радиоизлучений передатчиков с СИЧ. Технический результат достигается использованием дополнительных признаков идентификации сигналов с СИЧ, извлекаемых восстановлением двумерной автокорреляционной функции и выборочных функций распределения длительностей и величины частотных скачков элементов сигнальной частотно-временной матрицы, предварительно выделенной из входного потока сигналов с использованием пространственных взаимных корреляционных связей между отдельными частотно-временными составляющими сигнала. 6 ил.

 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в пассивных системах радиоконтроля для обнаружения и определения параметров (частотно-временная матрица, энергия сигнала, скорость скачкообразного изменения частоты, азимут и угол места) множества передатчиков со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), одновременно попадающих в текущую полосу частот приема.

С появлением и совершенствованием систем связи, локации, управления и других, использующих сигналы с СИЧ, излучаемая мощность которых псевдослучайным образом распределяется в частотно-временной области, возникают проблемы их эффективного радиоконтроля.

Известен способ обнаружения источников радиоизлучений с СИЧ [1], включающий прием сигнала широкополосным радиоприемным устройством, перенос на промежуточную частоту и деление сигнала на L смежных частотных каналов с использованием "гребенки" полосовых фильтров, оценивание в каждом частотном канале мощности принимаемого сигнала, сравнение полученного значения мощности с заранее установленным порогом для формирования бинарного сигнала, импульс которого соответствует превышению порога, а пауза между импульсами при не превышении, суммирование сформированных бинарных сигналов в каждой из двух смежных групп по L/2 каналов и сравнение суммарных сигналов этих двух групп для определения присутствия сигнала с СИЧ посредством низкочастотной фильтрации в полосе, согласованной с ожидаемой скоростью переключения частот сигнала с СИЧ.

Этот способ в качестве признака наличия сигнала с СИЧ использует интенсивность потока моментов смены состояний сигнала (излучение и пауза между излучениями) в анализируемой полосе частот и обеспечивает обнаружение сигнала с СИЧ только при условии априорного знания скорости переключения частот. Кроме того, из максимально возможной пространственно-частотно-временной информации о сигнале в этом способе используется только частотно-временная информация, что приводит к снижению эффективности обнаружения источников радиоизлучения с СИЧ. Более того, этот способ не обеспечивает определение числа одновременно работающих в полосе приема передатчиков с СИЧ и их параметров.

Известен более совершенный способ обнаружения источников радиоизлучений со скачкообразным изменением частоты [2], принятый за прототип и включающий:

1. Прием временных сигналов x_n(t) опорной антенной и всеми входящими в N-элементную решетку антеннами, где n=0, 1...N - номер антенны;

2. Синхронное преобразование принятых сигналов x_n(f) в цифровые сигналы x_n(z), где z - номер временного отсчета сигнала;

3. Скользящее во времени преобразование цифровых сигналов x_n(z) для восстановления с заданной дискретностью по времени и частоте комплексной спектральной плотности сигнала каждой антенны, где q - номер временного отрезка преобразования, 1≤q≤Q, a l - номер частотного канала, 1≤l≤L.

Другими словами, входные сигналы на каждом временном интервале разбиваются на частотные каналы.

В результате выполнения этой операции формируется частотно-временная матрица (ЧВМ) (N+1)-мерных векторов спектральных плотностей с элементами ;

4. Перемножение на каждой дискретной частоте l комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны и спектральных плотностей остальных антенн для определения комплексной дискретной радиоголограммы сигнала, зарегистрированного в q-м временном интервале.

Эту операцию можно рассматривать как восстановление ЧВМ комплексных дискретных радиоголограмм , представляющих собой N-мерные векторы с элементами ;

5. Определение комплексных коэффициентов пространственной взаимной корреляции радиоголограммы, полученной в каждом частотном канале, с радиоголограммами, полученными в остальных частотных каналах полосы приема в q-м временном интервале.

В результате данной операции формируется блочная вектор-строка комплексных коэффициентов взаимной корреляции , элементы которой описываются , где - нормированные элементы вектор-строки с элементами , а - номер частотного канала, 1≤≤L, ≠. При этом использовано обозначение скалярного произведения и нормы N-мерных комплексных векторов в виде

6. Сравнение модулей коэффициентов корреляции с порогом и объединение сигналов с частотами, на которых превышен порог, i-й сигнал, который идентифицируется как обнаруженный одночастотный сигнал с полосой частот δƒ_i, если полоса δƒ_i, непрерывна, или как многочастотный сигнал с полосой частот δƒ_i, если полоса δƒ_i дискретно непрерывна, принадлежащий одному передатчику с полосой частот δƒ_i, где i=1...Р, а Р - число обнаруженных передатчиков, из числа одновременно попадающих в текущую полосу приема на отдельном временном интервале;

7. Усреднение радиоголограммы i-го сигнала в полосе частот δƒ_i и получение усредненной радиоголограммы где а_l - двоичные числа (0, 1), отличные от нуля в полосе частот δƒ_i, - индекс, соответствующий средней частоте сигнала с шириной спектра δƒ_i;

8. Использование усредненной радиоголограммы i-го сигнала для определения реальной части его двумерного комплексного углового спектра где d_n(m, k) - диаграмма направленности n-й антенны, m=0...М-1 - текущий номер узла сетки по азимуту, М - число узлов по азимуту, k=0...К-1 - текущий номер узла сетки наведения решетки по углу места, К - число узлов по углу места, а - модельная фазирующая функция, зависящая от конфигурации антенной решетки;

9. Определение азимутального и угломестного пеленгов i-го сигнала, обнаруженного в полосе приема, по максимуму реальной части двумерного комплексного углового спектра.

К недостаткам способа-прототипа относится:

- низкая эффективность обнаружения сигналов с СИЧ, одновременно попадающих в текущую полосу частот приема;

- низкая эффективность идентификации сигнала с СИЧ и измерения его адресных параметров (пеленга и частотно-временной матрицы переключения частот), обеспечивающих селекцию его сигнала на приемной стороне.

Низкая эффективность обнаружения обусловлена тем, что способ-прототип обеспечивает локализацию априорно неизвестных сигналов только в частотной области. В то же время передатчик сигнала с СИЧ распределяет излучаемую мощность в двумерной, частотно-временной, области. В связи с этим из-за не согласованности приема наблюдаются потери мощности сигнала при обнаружении сигналов с СИЧ.

Низкая эффективность идентификации сигнала с СИЧ и измерения его параметров обусловлена тем, что частотно-временная матрица переключения частот не определяется. Локализация неизвестных сигналов только в частотной области приводит к ошибкам идентификации сигналов с СИЧ, так как признак наличия распределенных по частоте максимумов присущ любому многочастотному сигналу. Кроме того, в результате операций взаимной корреляции одночастотных радиоголограмм все частотные составляющие полосы приема, имеющие близкие амплитудно-фазовые распределения или, что эквивалентно, имеющие близкие углы прихода, идентифицируются как сигнал, принадлежащий одному передатчику. При наличии нескольких передатчиков с совпадающим углом прихода также возникают ошибки идентификации.

Повышение эффективности обнаружения и определения параметров источников радиоизлучений с СИЧ при использовании способа-прототипа можно обеспечить несколькими известными путями [2]:

1. Увеличением базы антенной решетки.

2. Увеличением длительности интервала регистрации сигнала для повышения отношения сигнал/шум за счет накопления и выделения сигнала на фоне шумов.

Однако эти пути радикально не решают проблему, так как только частично повышают эффективность обнаружения и идентификации сигналов с СИЧ за счет улучшения разрешающей способности при корреляционном обнаружении нескольких сигналов и повышения отношения сигнал/шум только той части сигнала с СИЧ, которая попадает в один временной отрезок преобразования.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности обнаружения и определения параметров (частотно-временной матрицы, описывающей закон скачкообразного изменения частоты; средней энергии сигнала; наиболее вероятного значения длительности отдельных излучений; скорости скачкообразного изменения частоты, азимута и угла места передатчика) радиоизлучений множества передатчиков с СИЧ, одновременно попадающих в текущую полосу частот приема.

Повышение эффективности обнаружения и определения параметров источников радиоизлучений с СИЧ достигается применением вместо одномерной (частотной) двумерной (частотно-временной) корреляционной локализации сигналов, а также использованием дополнительных признаков идентификации сигналов с СИЧ: неизменности длительности и периода следования отдельных излучений и псевдослучайного закона скачков их частоты. Дополнительные признаки сигналов с СИЧ извлекаются восстановлением двумерной автокорреляционной функции (АКФ) и выборочных функций распределения длительностей (ФРД) и величины частотных скачков (ФРЧС) элементов сигнальной частотно-временной матрицы, предварительно выделенной из входного потока сигналов с использованием пространственных взаимных корреляционных связей между отдельными частотно-временными составляющими сигнала.

Технический результат достигается тем, что в способе обнаружения источников радиоизлучений со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), включающем прием и синхронное преобразование в цифровую форму сигналов, принятых опорной антенной и всеми входящими в N-элементную решетку антеннами, скользящее во времени преобразование цифровых сигналов для восстановления с заданной дискретностью по времени и частоте комплексной спектральной плотности сигнала каждой антенны, перемножение комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны и спектральных плотностей остальных антенн для восстановления частотно-временной матрицы (ЧВМ) комплексных дискретных радиоголограмм, согласно изобретению формируют блочную ЧВМ комплексных коэффициентов корреляции восстановленных радиоголограмм, сравнивают модули коэффициентов корреляции с порогом, объединяют сигналы элементов ЧВМ, на которых превышен порог, в i-й обнаруженный сигнал и формируют бинарную частотно-временную матрицу (БЧВМ) его локализации, восстанавливают двумерную автокорреляционную функцию (АКФ) и выборочные функции распределения длительностей (ФРД) и частотных скачков (ФРЧС) элементов БЧВМ каждого i-го сигнала, определяют по степени концентрации АКФ и ФРД вблизи их максимальных значений, а также по степени размытости ФРЧС по частоте наличие источника с СИЧ в составе i-го сигнала, который предварительно идентифицируют как одиночный источник с СИЧ или входящий в состав группы источников других классов, а также находят по максимуму ФРД наиболее вероятное значение длительности его излучений, выделяют из БЧВМ i-го сигнала статистически связанные элементы измеренной длительности для получения БЧВМ локализации и идентификации излучений одиночного источника с СИЧ, усредняют одночастотные радиоголограммы в выделенной области локализации одиночного источника с СИЧ, преобразуют полученную многочастотную радиоголограмму по известному алгоритму для восстановления изображения двумерного углового спектра, по которому определяют угломестные и азимутальные координаты источника с СИЧ.

Операции способа поясняются чертежами:

Фиг.1. Структурная схема устройства обнаружения источников радиоизлучений со скачкообразным изменением частоты.

Фиг.2. Пример скользящего во времени восстановления комплексной спектральной плотности сигналов.

Фиг.3. Структура блочной матрицы коэффициентов корреляции.

Фиг.4. Бинарные частотно-временные матрицы, описывающие частотно-временные области локализации сигналов:

а) передатчика с СИЧ;

б) передатчика с СИЧ на фоне постоянно действующего передатчика с фиксированной частотой излучения.

Фиг.5. Автокорреляционные функции бинарных частотно-временных матриц и их сечения:

а), б), в) - передатчика с СИЧ;

г), д), е) - передатчика с СИЧ на фоне постоянно действующего передатчика с фиксированной частотой излучения.

Фиг.6. Выборочные функции распределения длительности и частотных скачков излучений:

а), б) - передатчика с СИЧ;

в), г) - передатчика с СИЧ на фоне постоянно действующего передатчика.

Согласно предлагаемому способу:

1. Принимают временные сигналы x_n(t) опорной антенной и всеми входящими в N-элементную решетку антеннами, где n=0, 1...N - номер антенны;

2. Синхронно преобразуют принятые сигналы x_n(t) в цифровые сигналы x_n(z), где z - номер временного отсчета сигнала;

3. Восстанавливают скользящим во времени преобразованием цифровых сигналов x_n(z) с заданной дискретностью по времени и частоте комплексную спектральную плотность сигнала каждой антенны, где q - номер временного отрезка преобразования, 1≤q≤Q, a l - номер частотного отсчета, 1≤l≤L.

В результате выполнения этой операции формируется частотно-временная матрица (ЧВМ) (N+1)-мерных векторов спектральных плотностей с элементами .

Восстановление спектральной плотности возможно применением гребенки цифровых фильтров или, что, как правило, более эффективно с вычислительной точки зрения, алгоритма БПФ, реализующего дискретное Фурье-преобразование q-го временного отрезка сигнала каждой антенны , где F_t{...} - оператор прямого дискретного Фурье-преобразования по времени.

Другими словами, на данном этапе входные сигналы разбиваются с заданной дискретностью по времени и частоте на частотные и временные каналы. Для обеспечения требуемой детальности восстановления спектральной плотности по времени q-й и (q+1)-й отрезки преобразования сигнала выбираются с необходимым перекрытием.

На фиг.2 представлена схема скользящего во времени восстановления комплексной спектральной плотности сигнала;

4. Перемножением комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны и спектральных плотностей остальных антенн восстанавливают ЧВМ комплексных дискретных радиоголограмм представляющих собой N-мерные векторы с элементами

5. Формируют блочную ЧВМ комплексных коэффициентов корреляции восстановленных радиоголограмм размерностью Q²×L². Для этого нормируют радиоголограммы используя которые формируют частотно-временную матрицу нормированных радиоголограмм и элементы блочной матрицы в виде скалярного произведения которое в развернутой форме имеет вид где 1≤q'≤Q, 1≤l'≤L, l≠l', q≠q'.

Структура блочной матрицы коэффициентов корреляции представлена на фиг.3а, а структура ее элементов приведена на фиг.3б;

6. Сравнением модулей коэффициентов корреляции (элементов матриц ) с порогом объединяют сигналы элементов ЧВМ, на которых превышен порог, в i-й сигнал, где i=1...P, P - число обнаруженных сигналов, отличающихся угловыми координатами, и формируют бинарную (двоичные числа а_q,l: 1 - соответствует наличию излучения, а 0 - соответствует отсутствию излучения) частотно-временную матрицу (БЧВМ) B_i(q, l) его локализации, описывающую закон изменения частоты сигнала во времени.

Учитывая, что формирование коэффициентов корреляции фактически сводится к корреляции пространственных амплитудно-фазовых распределений восстановленных спектральных плотностей, однозначно связанных с угловыми координатами приходящих сигналов, БЧВМ i-го сигнала может описывать частотно-временную область, занимаемую спектром сигнала одиночного передатчика или спектрами сигналов нескольких передатчиков с совпадающими угловыми координатами. Отсюда следует, что i-й сигнал в общем случае может быть групповым сигналом и содержать сигналы нескольких передатчиков, например, входящих в узел связи и функционирующих в различных режимах (режим СИЧ, непрерывное излучение на фиксированной частоте с различными видами узкополосной и широкополосной модуляции, импульсное излучение с ЛЧМ и т.д.).

Примеры БЧВМ одиночного передатчика с СИЧ и БЧВМ нескольких передатчиков с совпадающими угловыми координатами (передатчик с СИЧ и передатчик, излучающий сигнал на фиксированной частоте) приведены соответственно на фиг.4а и фиг.4б.

Таким образом, на данном этапе входной поток сигналов разделяется по пространственному признаку. В анализируемой частотно-временной области будут обнаружены и выделены все сигналы, отличающиеся угловыми координатами. Кроме того, будут восстановлены частотно-временные области, занятые каждым i-м, в общем случае групповым, сигналом, объединяющим сигналы одного или нескольких передатчиков с одинаковыми угловыми координатами.

Для идентификации сигналов передатчика с СИЧ, входящих в состав i-го обнаруженного сигнала, необходима последующая обработка с целью выявления признаков, характеризующих излучение с СИЧ.

В основу операций последующей обработки сигналов положен тот факт, что отдельные частотные элементы сигнала с СИЧ имеют одинаковую длительность и излучаются в равноотстоящие моменты времени на различных частотах, распределенных псевдослучайным образом.

В связи с этим для идеального сигнала с СИЧ двумерная автокорреляционная функция (АКФ) элементов БЧВМ должна иметь вид, близкий к двумерной δ-функции, выборочная функция распределения длительностей (ФРД) элементов БЧВМ должна иметь вид, близкий к одномерной δ-функции, а выборочная функция распределения частотных скачков (ФРЧС) элементов БЧВМ должна быть близка к функции равномерного распределения;

7. Восстанавливают двумерную автокорреляционную функцию (АКФ) и выборочные функции распределения длительностей (ФРД) и частотных скачков (ФРЧС) элементов БЧВМ B_i(q, l) i-го сигнала.

Автокорреляционная функция может быть восстановлена прямыми вычислениями по формуле или, что более эффективно, с применением быстрого алгоритма на основе БПФ.

Примеры двумерной АКФ и выборочных ФРД и ФРЧС БЧВМ сигнала передатчика с СИЧ и БЧВМ группового сигнала нескольких передатчиков представлены соответственно на фиг.5 и фиг.6;

8. Определяют по степени концентрации АКФ и ФРД вблизи их максимальных значений и по степени размытости ФРЧС по частоте наличие источника с СИЧ, который предварительно идентифицируют как одиночный или входящий в состав группы источников других классов.

Степень концентрации АКФ вблизи ее максимального значения или, что то же самое, близость формы АКФ к форме двумерной δ-функции, может быть установлена различными алгоритмами. Например, может быть использован следующий алгоритм:

- получают срез двумерной АКФ на заданном пороговом уровне от максимума АКФ (см. фиг.5б и фиг.5д). Моделированием установлено, что пороговый уровень должен выбираться равным 0.25-0.3;

- анализируют форму среза, и при наличии среза в форме единственного эллипса, размеры которого удовлетворяют условиям Δτ≤δ_τ и Δρ≤δ_ρ, принимается решение о наличии сигнала с СИЧ, где Δτ - ширина эллипса во временной области, Δρ - ширина эллипса в частотной области, δ_τ и δ_ρ - пороговые значения, выбираемые исходя из характерных параметров отдельных излучений сигнала с СИЧ (см. фиг.5в и фиг.5е).

Близость выборочной ФРД к одномерной δ-функции можно установить по наличию единственного максимума, превышающего порог (см. фиг.6а и фиг.6в). Значение порога выбирается по уровню вероятности, равному 0.5.

Близость выборочной ФРЧС к равномерному распределению можно установить по наличию нескольких (например, трех и более) максимумов, превышающих порог (см. фиг.6б и фиг.6г). Значение порога выбирается на уровне 0.5 от значения максимума ФРЧС;

9. Находят наиболее вероятное значение длительности излучений i-го сигнала, соответствующее локальному максимуму выборочной ФРД;

10. Выделяют из БЧВМ i-го сигнала статистически связанные элементы измеренной длительности, что автоматически формирует БЧВМ (двоичные числа b_{q, l}) локализации излучений j-го передатчика с СИЧ, где j=1...J, J - число обнаруженных передатчиков, функционирующих в режиме СИЧ.

Для выделения из БЧВМ i-го сигнала статистически связанных элементов можно формировать временной строб по заднему фронту импульсов и отбирать те импульсы, передний фронт которых попадет в строб. Можно также формировать суммарный поток излучений, проецируя БЧВМ на временную ось, и отбирать смежные импульсы равной длительности.

Временное стробирование или формирование суммарного потока состояний обеспечивает выделение частотно-временных признаков сигнала с СИЧ. Это обусловлено тем фактом, что отдельные элементы сигнала с СИЧ имеют фиксированную длительность и передаются на различных частотах в последовательные моменты времени. В связи с этим проецирование БЧВМ на временную ось в условиях отсутствия шумов и помех приводит к формированию суммарного потока импульсов с фиксированными длительностями и периодом следования. Длительность пауз между импульсами также одинакова и, как правило, не превышает 10% от длительности импульса.

С учетом малой длительности пауз между смежными во времени излучениями на отдельных частотах по длительности излучений получают оценку периода и, соответственно, оценку скорости скачкообразного изменения частоты передатчика с СИЧ.

На данном этапе также получают оценку средней энергии сигнала j-го передатчика с СИЧ по формуле

11. Усредняют одночастотные радиоголограммы в выделенной области локализации излучений j-го передатчика с СИЧ и получают усредненную многочастотную радиоголограмму ;

12. Преобразуют полученную многочастотную радиоголограмму по известному алгоритму для восстановления изображения двумерного углового спектра, по которому определяют угломестные и азимутальные координаты j-го передатчика с СИЧ.

Изображение может быть восстановлено классическим алгоритмом формирования луча, описанным в [2], или алгоритмами, обеспечивающими повышенную разрешающую способность, например, алгоритмами, основанными на анализе собственных значений, MUSIC (multiple signal classification) и EV (eigenvector) [3], или алгоритмами, основанными на принципах регуляризации [4].

Таким образом, после повторения операций обработки сигналов по пунктам 7-12 из всех обнаруженных на этапах 1-6 сигналов (i=1...Р) будет идентифицированы все (j=1...J) передатчики с СИЧ, а также будут восстановлены их энергетические и адресные параметры. Другими словами, для каждого j-го передатчика с СИЧ будут определены: частотно-временная матрица (двоичные числа b_{q, l}), описывающая закон скачкообразного изменения частоты; средняя энергия сигнала; наиболее вероятное значение длительности отдельных излучений; скорость скачкообразного изменения частоты, азимут и угол места передатчика.

Устройство, в котором реализуется предложенный способ, включает последовательно соединенные антенную систему 1, (N+1)-канальный преобразователь частоты 2, (N+1)-канальный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 3, вычислитель 4, блок корреляции 5, блок обнаружения 6, блок идентификации 7, блок измерения координат 8 и блок отображения 9. Второй вход блока 8 подключен к выходу блока 5.

Антенная система 1 содержит опорную антенну с номером n=0 и N антенн с номерами n=1...N, объединенных в решетку. Антенная решетка может быть произвольной пространственной конфигурации: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности конформной.

Преобразователь частоты 2 выполнен с общим гетеродином и с полосой пропускания каждого канала, во много раз превышающей ширину спектра одиночного сигнала передатчика. Общий гетеродин обеспечивает многоканальный когерентный прием сигналов, что является основным условием интерферометрической (голографической) регистрации комплексных сигналов передатчиков.

Если разрядность и быстродействие АЦП достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных сигналов, как, например, при построении радиоизображения в KB диапазоне, то вместо преобразователя 2 может использоваться частотно-избирательный полосовой фильтр и усилитель. Другими словами, аналоговая часть устройства, реализующего предлагаемый способ, может быть построена по принципу прямого усиления.

Кроме этого, преобразователь 2 обеспечивает калибровку по внутреннему источнику сигнала. При этом может быть использован генератор шума, выход которого также может подключаться вместо всех антенн для периодической калибровки каналов. Это необходимо в связи с тем, что восстановление дискретных радиоголограмм, комплексных коэффициентов корреляции восстановленных радиоголограмм и радиоизображения требует выполнения двух, типичных для интерферометрической обработки, условий:

- должны быть известны точные (с точностью до малых долей минимальной длины волны рабочего диапазона частот) координаты антенных элементов решетки относительно опорного элемента;

- должны быть учтены набеги фаз в фидерах, если они различаются электрической длиной, и неидентичность и изменение во времени частотных характеристик комплексных коэффициентов передачи приемных трактов.

Первое из этих условий легко выполняется путем простых измерений геометрии решетки. Второе условие может быть выполнено выравниванием характеристик фидеров и трактов на этапе изготовления устройства или путем специальных калибровочных процедур по специальному внутреннему или внешнему источнику сигнала в процессе его функционирования, что и реализовано в предлагаемом устройстве.

Блоки 7 и 8 могут быть выполнены в одноканальном или многоканальном вариантах. Многоканальный вариант обеспечивает максимальное быстродействие благодаря параллельной обработке всех обнаруженных в полосе приема (i=1...Р) и идентифицированных как СИЧ (n=1...J) сигналов.

Устройство работает следующим образом.

Многочастотные временные сигналы x_n(t) с выхода антенной системы 1 от опорного антенного элемента с номером n=0 и от всех антенн с номерами n=1...N, входящих в решетку, поступают на входы преобразователя 2 в полосе приема, во много раз превышающей ширину спектра одиночного сигнала передатчика, и когерентно переносятся на более низкую частоту.

С помощью АЦП 3 преобразованные по частоте сигналы x_n(t) синхронно преобразуются в цифровые сигналы x_n(z), где n - номер антенного элемента, a z - номер временного отсчета сигнала.

В вычислителе 4 восстанавливается скользящим во времени преобразованием цифровых сигналов x_n(z) с заданной дискретностью по времени и частоте комплексная спектральная плотность сигнала каждой антенны, где q - номер временного отрезка преобразования, 1≤q≤Q, a l - номер частотного канала, 1≤l≤L. Для обеспечения требуемой детальности восстановления спектральной плотности по времени q-й и (q+1)-й отрезки преобразования сигнала выбираются с необходимым перекрытием. Восстановление спектральной плотности выполняется с применением алгоритма БПФ, реализующего дискретное Фурье-преобразование q-го временного отрезка сигнала каждой антенны.

В результате выполнения этой операции формируется частотно-временная матрица (ЧВМ) (N+1)-мерных векторов спектральных плотностей. Полученные в вычислителе 4 спектральные плотности передаются в блок 5.

В блоке корреляции 5 перемножением комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны и спектральных плотностей остальных антенн восстанавливается ЧВМ одночастотных комплексных дискретных радиоголограмм. Радиоголограммы передаются в блок 8.

Кроме того, радиоголограммы нормируются, после чего формируются частотно-временная матрица нормированных радиоголограмм и элементы блочной ЧВМ комплексных коэффициентов корреляции восстановленных радиоголограмм, которые поступают в блок 6.

В блоке 6 сравнением модулей коэффициентов корреляции с порогом объединяются сигналы элементов ЧВМ, на которых превышен порог, в i-й обнаруженный сигнал, и формируется бинарная частотно-временная матрица (двоичные числа а_{q, l}), описывающая закон скачкообразного изменения частоты i-го сигнала во времени, где i=1...Р, Р - число обнаруженных сигналов, отличающихся угловыми координатами.

В блоке 7 выполняется параллельная обработка всех i=1...P обнаруженных сигналов. При этом с использованием полученных в блоке 6 бинарных частотно-временных матриц для каждого i-го сигнала:

- восстанавливаются двумерная автокорреляционная функция и выборочные функции распределения длительностей и частотных скачков элементов бинарной частотно-временной матрицы;

- принимается решение о наличии сигнала с СИЧ, если одновременно выполняют три условия:

форма среза двумерной автокорреляционной функции на заданном пороговом уровне имеет форму эллипса с размерами, удовлетворяющими условиям Δτ≤δ_τ и Δρ≤δ_ρ;

в выборочной функции распределения длительностей имеется единственный максимум, превышающий порог;

в выборочной функции распределения частотных скачков имеется более трех максимумов, превышающих порог;

- находится наиболее вероятное значение длительности излучений i-го сигнала, соответствующее локальному максимуму выборочной функции распределения длительностей;

- выделяются из бинарной частотно-временной матрицы i-го сигнала статистически связанные элементы измеренной длительности, то есть формируется бинарная частотно-временная матрица (двоичные числа b_{q, l}), описывающая закон скачкообразного изменения частоты j-го передатчика с СИЧ, где j=1...J, J - число обнаруженных передатчиков, функционирующих в режиме СИЧ. Анализируя полученную бинарную матрицу, находят оценки периода и скорости скачкообразного изменения частоты j-го передатчика с СИЧ.

В блоке 8 выполняется параллельная обработка всех j=1...J обнаруженных передатчиков, функционирующих в режиме СИЧ. При этом используются одночастотные радиоголограммы , полученные в блоке 5, и бинарная частотно-временная матрица (двоичные числа b_{q, l}) j-го передатчика с СИЧ, полученная в блоке 7. Для каждого j-го передатчика с СИЧ:

- получают оценку средней энергии Е_j сигнала;

- усредняются в выделенной области локализации сигнала передатчика одночастотные радиоголограммы для получения усредненной многочастотной радиоголограммы ;

- преобразуется радиоголограмма по известному алгоритму для восстановления изображения двумерного углового спектра, по которому определяются угломестные и азимутальные координаты j-го передатчика.

В блоке 9 для повышения информативности отображаются параметры обнаруженных передатчиков с СИЧ, включая частотно-временную матрицу излучаемого сигнала и его энергию, скорость скачкообразного изменения частоты, а также азимут и угол места передатчика с использованием географической карты местности.

Таким образом, способ обнаружения источников радиоизлучений с СИЧ за счет использования дополнительных признаков сигналов с СИЧ, извлекаемых благодаря восстановлению двумерной автокорреляционной функции и выборочных функций распределения длительностей и частотных скачков элементов частотно-временной матрицы сигнала, предварительно выделенных из входного потока сигналов с использованием взаимных корреляционных связей между отдельными частотно-временными элементами сигнала, позволяет повысить:

- эффективность обнаружения и различения множества сигналов, одновременно попадающих в текущую полосу частот приема;

- эффективность идентификации источников сигналов с СИЧ и измерения их адресных и энергетических параметров (частотно-временная матрица излучаемого сигнала и его энергия, скорость скачкообразного изменения частоты, длительность передачи, азимут и угол места передатчика).

Источники информации

1. US, патент, 4956644, кл. G 01 S 3/02, 1990 г.

2. RU, патент, 2190236, кл. G 01 S 5/04, 2002 г.

3. Джонсон Д.Х. Применение методов спектрального оценивания к задачам определения угловых координат источников излучения // ТИИЭР. - 1982. - Т.70. №9. - С.126.

4. Шевченко В.Н. Оценивание углового положения источников когерентных сигналов на основе методов регуляризации // Радиотехника. - 2003. - №9. - С.3-10.

Способ обнаружения источников радиоизлучений со скачкообразным изменением частоты (СИЧ), включающий прием и синхронное преобразование в цифровую форму сигналов, принятых опорной антенной и всеми входящими в N-элементную решетку антеннами, скользящее во времени преобразование цифровых сигналов для получения с заданной дискретностью по времени и частоте комплексной спектральной плотности сигнала каждой антенны, перемножение комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны и спектральных плотностей остальных антенн для формирования частотно-временной матрицы (ЧВМ) комплексных дискретных радиоголограмм, отличающийся тем, что формируют блочную ЧВМ комплексных коэффициентов корреляции сформированных комплексных дискретных радиоголограмм, сравнивают модули коэффициентов корреляции с порогом, объединяют сигналы элементов блочной ЧВМ, на которых превышен порог, в i-й обнаруженный сигнал и формируют бинарную частотно-временную матрицу (БЧВМ) локализации обнаруженного сигнала, вычисляют двумерную автокорреляционную функцию (АКФ) и выборочные функции распределения длительностей (ФРД) и частотных скачков (ФРЧС) элементов БЧВМ каждого i-го сигнала, определяют по степени концентрации АКФ и ФРД вблизи их максимальных значений, а также по степени размытости ФРЧС по частоте наличие источника с СИЧ в составе i-го сигнала, который предварительно идентифицируют как одиночный источник с СИЧ или входящий в состав группы источников других классов, а также находят по максимуму ФРД наиболее вероятное значение длительности его излучений, выделяют из БЧВМ i-го сигнала статистически связанные элементы найденной длительности для получения БЧВМ локализации и идентификации излучений одиночного источника с СИЧ, усредняют одночастотные радиоголограммы в выделенной области локализации одиночного источника с СИЧ для получения усредненной многочастотной радиоголограммы, преобразуют полученную многочастотную радиоголограмму для получения изображения двумерного углового спектра, по которому определяют угломестные и азимутальные координаты источника с СИЧ.