Способ борьбы с гармонической помехой при автокорреляционном методе приема информации с использованием шумоподобных сигналов

Изобретение относится к области радиотехники. Способ борьбы с гармонической помехой при автокорреляционном методе приема информации с использованием шумоподобных сигналов включает вычисление комплексных огибающих первого и второго периодов принимаемого сигнала, вычисление с помощью дискретного преобразования Фурье спектральных функций этих комплексных огибающих, умножение спектральной функции первого периода сигнала на комплексно-сопряженную спектральную функцию второго периода сигнала, вычисление с помощью обратного дискретного преобразования Фурье взаимно-корреляционной функции между этими комплексными огибающими, выбор максимальной компоненты взаимно-корреляционной функции и сравнение ее с порогом, при этом вычисляют квадраты огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, вычисляют дисперсии квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, осуществляют нормировку квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала на соответствующие им дисперсии, в нормированных спектральных функциях первого и второго периодов сигнала выполняют поиск максимальных компонент и определяют их позиции, сравнивают значения отобранных максимальных компонент с величиной установленного порога, который определяют в соответствии с допустимой величиной вероятности ложной идентификации гармонической помехи, в случае превышения ими установленного порога в спектральных функциях комплексных огибающих первого и второго периодов элементы, находящихся на позициях отобранных максимальных компонент и их окрестностях, обнуляют, причем окрестности позиций отобранных максимальных компонент определяют уровнем гармонической помехи. Технический результат - повышение устойчивости системы связи к гармонической помехе при автокорреляционном способе передачи информации в условиях изменяющегося уровня принимаемого сигнала.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для построения систем связи и устройств синхронизации приемников.

Известен способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом и интегрировании полученного произведения, отличающийся тем, что опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время, не большее тактового периода, принимаемый и опорный сигналы сдвигают по фазе на 90°, перемножают между собой, интегрируют полученное произведение, проинтегрированные напряжения возводят в квадрат, суммируют их, извлекают из суммарного напряжения квадратный корень, ограничивают по амплитуде сверху полученное низкочастотное напряжение, формируя короткие отрицательные импульсы, используют их для формирования модулирующей функции в прямом или обратном коде (см. описание изобретения к патенту РФ №2309550, МПК H04L 27/22, публикация 27.10.2007). Недостатками данного способа является его неустойчивость к условиям многолучевого распространения сигнала и воздействию гармонических помех.

Известен способ передачи информации с помощью шумоподобных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания шумоподобным сигналом на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение автокорреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных τ, причем в качестве модулирующего шумоподобного сигнала используют периодическую псевдошумовую последовательность, каждый символ a_i алфавита кодируют периодическим шумоподобным сигналом со своим отличным от других периодом повторения T_i, а на приемной стороне находят значения автокорреляционной функции Y(τ) входного сигнала при задержке τ, отличающийся тем, что на приемной стороне дополнительно находят значения автокорреляционной функции принятого сигнала при задержках t=2T_i,3T_i,…nT_i, затем суммируют соответствующие значения автокорреляционной функции входного сигнала

и присваивают принятому символу то значение a_j, для которого результат обработки сигнала S(T_i) оказался максимальным (см. описание изобретения к патенту РФ №2435323, МПК H04L 27/00, публикация 27.11.2011). Основным недостатком данного способа является низкая скорость передачи информации и неустойчивость к воздействию гармонических помех.

Известны способы [Ланге Ф. Корреляционная электроника. Л.: Судпромгиз, 1963; Петрович И.Т., Размахнин М.К. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Советское радио, 1989; Окунев Ю.Б., Яковлев Л.А. Широкополосные системы связи с составными сигналами. М.: Связь, 1968] передачи дискретной информации на основе автокорреляционного приема, заключающиеся в передаче двух, смещенных во времени на величину задержки τ, копий одного и того же шумоподобного сигнала s(t). Информационным параметром в данном случае может являться, например, некоторая величина, значение которой определяет величину задержки τ. В качестве сигнала s(t) выбирается, например, сигнал, фазоманипулированый по закону специально подобранной кодовой последовательности, либо частотный сигнал, фазы гармонических составляющих которого также принимают значения, соответствующие какой-либо кодовой последовательности. В качестве кодовой последовательности, например, выбирают одну из последовательностей максимальной длины или последовательность Голда. На приемной стороне вычисляется автокорреляционная функция принятого сигнала. Положение во времени максимума этой функции напрямую связано с задержкой τ, от которой, в свою очередь, зависит информационный параметр, заданный на передающей стороне. Основным недостатком данного способа автокорреляционной связи является его неустойчивость к воздействию гармонических помех.

Известен способ поиска широкополосного сигнала при воздействии узкополосных помех, заключающийся в том, что разделяют отсчеты входного сигнала с помехами на перекрывающиеся во времени отрезки, длительность которых определяется временем реакции на воздействие импульсных помех или на изменение узкополосных помех, умножают указанные отрезки на окно с заданными спектральными свойствами, выполняют быстрое преобразование Фурье результатов умножения, осуществляют режекцию узкополосных помех, на интервале времени, равном длительности широкополосного сигнала, накапливают отсчеты каждой частоты, умножают результаты преобразования на соответствующие отсчеты комплексно-сопряженной копии сигнала, выполняют обратное преобразование Фурье результатов умножений, вычисляют модули взаимокорреляционной функции и производят поиск результатов (см. описание изобретения к патенту РФ №2331981, МПК Н04В 1/10, публикация 20.08.2008). Основным недостатком данного способа является неустойчивость к изменению уровня входного сигнала.

Наиболее близким способом, который выбран в качестве прототипа, является способ [Бобровский И.В., Захаров Ю.В. Частотно-временная синхронизация в системах гидроакустической связи с OFDM. Научно-технический сборник Гидроакустка / Hydroacoustics. Вып. 18(2). ОАО «Концерн «Океанприбор». - СПб.: Наука, 2013. - С. 57-65.] синхронизации приемников с использованием автокорреляционной техники, заключающиеся в передаче двух копий одного и того же шумоподобного сигнала s(t) длительностью Т. Т.е. величина задержки τ в данном случае равна длительности сигнала Т. На приемной стороне вычисляется взаимно-корреляционная функция между принятым сигналом и опорным, в качестве которого используется тот же принятый сигнал, но задержанный на время Т. Положение во времени корреляционного максимума дает информацию, в данном случае, не о передаваемых данных, а о доплеровском искажении принятого сигнала, что позволяет настроить схему синхронизации приемника. Основным недостатком данного способа является его неустойчивость к воздействию гармонической помехи.

Задачей заявляемого изобретения является обеспечение устойчивости системы связи к гармонической помехе при автокорреляционном способе передачи информации в условиях изменяющегося уровня принимаемого сигнала.

Сущность заявляемого изобретения заключается в следующем.

Способ борьбы с гармонической помехой при автокорреляционном методе приема информации с использованием шумоподобных сигналов, включающий вычисление комплексных огибающих первого и второго периодов принимаемого сигнала, вычисление с помощью дискретного преобразования Фурье спектральных функций этих комплексных огибающих, умножение спектральной функции первого периода сигнала на комплексно-сопряженную спектральную функцию второго периода сигнала, вычисление с помощью обратного дискретного преобразования Фурье взаимно-корреляционной функции между этими комплексными огибающими, выбор максимальной компоненты взаимно-корреляционной функции и сравнение ее с порогом, отличающийся тем, что вычисляют квадраты огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, вычисляют дисперсии квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, осуществляют нормировку квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала на соответствующие им дисперсии, в нормированных спектральных функциях первого и второго периодов сигнала выполняют поиск максимальных компонент и определяют их позиции, сравнивают значения отобранных максимальных компонент с величиной установленного порога, который определяют в соответствии с допустимой величиной вероятности ложной идентификации гармонической помехи, в случае превышения ими установленного порога в спектральных функциях комплексных огибающих первого и второго периодов элементы, находящихся на позициях отобранных максимальных компонент и их окрестностях, обнуляют, причем окрестности позиций отобранных максимальных компонент определяют уровнем гармонической помехи.

Заявляемый способ осуществляют следующим образом.

В принимаемом сигнале s(t) выделяют отсчеты комплексной огибающей, для чего после предварительного усиления и аналоговой полосовой фильтрации дискретизируют s(t) с частотой f_s и подвергают квадратурной демодуляции. С этой целью в соответствующих квадратурных демодуляторах отсчеты принимаемого сигнала s(i/f_s) перемножают с отсчетами квадратурного гетеродина exp(j2πf₀i/f_s), где f₀ - частота несущей и фильтруют с помощью фильтров нижних частот с частотой среза F_c=ΔF_c/2, где ΔF_c - ширина полосы сигнала. Далее с целью снижения вычислительных затрат отсчеты комплексной огибающей подвергают процедуре децимации, в результате которой осуществляют уменьшение частоты дискретизации этой комплексной огибающей в m раз. Тогда новое значение частоты дискретизации задается выражением $$f_s^{\text{'}}=f_s/m$$ , где m - целое число. Требуемый размер окна дискретного преобразования Фурье, необходимый для обработки одного периода принимаемого сигнала, выбирают по формуле:

NFFT=2ⁿ¹,

где $$n1=]{\log }_2\left(f_s^{\text{'}}\cdot T_c\right)[,]x[$$ - целая часть числа, большая или равная х. Тогда обрабатываемая длительность одного периода сигнала составляет:

После формирования двух периодов комплексной огибающей, содержащих по NFFT отсчетов вычисляют с помощью дискретного преобразования Фурье спектральные функции комплексных огибающих этих двух периодов $${\dot{U}}_1\left(f\right)$$ , $${\dot{U}}_2\left(f\right)$$ , где $$f=\overline{\mathrm{0,}NFFT-1}$$ .

Принимают, что гармоническая помеха описывается выражением u_n(t)=U_nsin(2πf_nt),

где U_n, f_n - соответственно амплитуда и частота помехи.

Тогда на выходе квадратурного демодулятора комплексная огибающая этой помехи:

$$\dot{U}\left(t\right)=U_n\cdot \exp \left(j2\pi f_n^{\text{'}}t\right)$$ ,

где $$f_n^{\text{'}}=f_n-f_0$$ .

Тогда частота $$f_n^{\text{'}}$$ выражается через частоты настройки фильтров дискретного преобразования Фурье следующим образом:

$$f_n^{\text{'}}=\left(s+a\right)\Delta f$$ ,

где s - целочисленный коэффициент дискретного преобразования Фурье, а - коэффициент, определяющий отклонение частоты $$f_n^{\text{'}}$$ от частоты настройки фильтра дискретного преобразования Фурье, 0<а<1. Тогда спектральная функция комплексной огибающей выражается как:

Если a=0, тогда:

Данный случай соответствует ситуации, когда частота гармонической помехи совпадает с частотой настройки фильтра дискретного преобразования Фурье. В этом случае огибающая спектральной функции содержит одну ненулевую компоненту на частоте $$f=s/T_c^{\text{'}}$$ , а огибающая циклической взаимно-корреляционной функции на выходе автокорреляционного приемника принимает постоянное значение.

Если а=0.5, тогда $$S_n\left(2\pi f\right)|{}_{f=p/T_c^{\text{'}}}=U_n{T}_c^{\text{'}}\frac{\sin \left[\pi \left(p-s-0.5\right)\right]}{\pi \left(p-s-0.5\right)}$$ .

В этом случае частота гармонической помехи попадает между частотами настройки двух соседних фильтров дискретного преобразования Фурье и имеет место растекание мощности этой гармонической помехи по всем фильтрам дискретного преобразования Фурье, поскольку спектральная функция S_n(2πf) является суммой всех коэффициентов дискретного преобразования Фурье сигнала, каждый из которых входит в нее с весом, равным значению частотной характеристики этого фильтра на данной частоте. При этом на частотах $$f=s/T_c^{\text{'}}$$ и $$f=\left(s+1\right)/T_c^{\text{'}}$$ огибающая спектральной функции S_n(2πf) будет содержать два одинаковых максимума с уровнями $$2U_n{T}_c^{\text{'}}/\pi$$ , а уровни этой функции в дискретных точках с номерами р>s+1 составляют $$2U_n{T}_c^{\text{'}}/\pi \left(2t-1\right)$$ , где t=p-s, а при p<s - соответственно $$2U_n{T}_c^{\text{'}}/\pi \left(2t+1\right)$$ , где t=|p-s|.

Прохождение комплексной огибающей узкополосного шума, действующего на входе автокорреляционного приемника, через устройство, вычисляющее квадрат огибающей спектральной функции S_n(2πf) описывают, исходя из следующих допущений.

Обозначим: η - случайный процесс на выходе данного устройства. Тогда

где ξ_i и ζ_i - отсчеты соответственно реальной и мнимой частей выходного эффекта ДПФ, $$i=\overline{\mathrm{0,}NFFT-1}$$ . Будем полагать, что входной процесс является стационарным гауссовским шумом. Тогда случайные процессы ξ и ζ также будут иметь гауссовские законы распределения плотности вероятности, а случайный процесс η будет являться стационарным процессом в широком смысле с дисперсией $${\sigma }_{\eta }^2$$ , распределенным по экспоненциальному закону. Тогда если произвести нормировку значений этого процесса на величину $${\sigma }_{\eta }^2$$ , то полученный процесс $$\overline{\eta }$$ будет иметь дисперсию $${\sigma }_{\overline{\eta }}^2=1$$ в широком динамическом диапазоне изменения уровня входного сигнала. При этом вероятность превышения случайным процессом $$\overline{\eta }$$ некоторого порогового значения TRF составит

$$P\left(\overline{\eta }\ge TRF\right)=0.5\cdot \exp \left(-TRF/2\right)$$ .

Из представленного следует, что по уровню выброса квадрата нормированной огибающей спектральной функции можно идентифицировать гармоническую помеху, действующую на входе автокорреляционного приемника, с вероятностью ложной идентификации, определяемой выражением $$P\left(\overline{\eta }\ge TRF\right)=0.5\cdot \exp \left(-TRF/2\right)$$ .

На основе этого для борьбы с гармонической помехой вычисляют квадраты огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала $${\left|{\dot{U}}_1\left(f\right)\right|}^2$$ , $${\left|{\dot{U}}_2\left(f\right)\right|}^2$$ и определяют их дисперсии $${\sigma }_{\eta 1}^2$$ и $${\sigma }_{\eta 2}^2$$ . Осуществляют нормировку последовательностей $${\left|{\dot{U}}_1\left(f\right)\right|}^2$$ , $${\left|{\dot{U}}_2\left(f\right)\right|}^2$$ на соответствующие им дисперсии $${\sigma }_{\eta 1}^2$$ и $${\sigma }_{\eta 2}^2$$ . В результате чего формируют последовательности $${\overline{U}}_1\left(f\right)$$ и $${\overline{U}}_2\left(f\right)$$ .

В последовательностях $${\overline{U}}_1\left(f\right)$$ и $${\overline{U}}_2\left(f\right)$$ отыскивают максимальные компоненты $${\overline{U}}_{m1}$$ и $${\overline{U}}_{m2}$$ , осуществляют сравнение значений максимальных компонент $${\overline{U}}_{m1}$$ и $${\overline{U}}_{m2}$$ с величиной установленного порога TRF, который определяют в соответствии с допустимой величиной вероятности ложной идентификации гармонической помехи, в случае превышения этими компонентами установленного порога в соответствующих последовательностях $${\overline{U}}_1\left(f\right)$$ и $${\overline{U}}_2\left(f\right)$$ определяются позиции N_m1 и N_m2 этих компонент, из последовательностей $${\dot{U}}_1\left(f\right)$$ , $${\dot{U}}_2\left(f\right)$$ формируют последовательности $${\dot{U}}_1^{\text{'}}\left(f\right)$$ , $${\dot{U}}_2^{\text{'}}\left(f\right)$$ , элементы которых на позициях от N_m1-ΔN до N_m1+ΔN обнуляют, где ΔN определяют уровнем гармонической помехи, действующей на входе автокорреляционного приемника, умножают спектральную функцию первого периода сигнала $${\dot{U}}_1^{\text{'}}\left(f\right)$$ на комплексно-сопряженную спектральную функцию второго периода сигнала $${\dot{U}}_2^{\text{'}}\left(f\right)*$$ , с помощью обратного дискретного преобразования Фурье вычисляют взаимно-корреляционную функцию между этими комплексными огибающими и выбирают максимальную компоненту взаимно-корреляционной функции.

Заявленное изобретение позволяет обеспечить устойчивость системы связи к гармонической помехе при автокорреляционном способе передачи информации в условиях изменяющегося уровня принимаемого сигнала.

Способ борьбы с гармонической помехой при автокорреляционном методе приема информации с использованием шумоподобных сигналов, включающий вычисление комплексных огибающих первого и второго периодов принимаемого сигнала, вычисление с помощью дискретного преобразования Фурье спектральных функций этих комплексных огибающих, умножение спектральной функции первого периода сигнала на комплексно-сопряженную спектральную функцию второго периода сигнала, вычисление с помощью обратного дискретного преобразования Фурье взаимно-корреляционной функции между этими комплексными огибающими, выбор максимальной компоненты взаимно-корреляционной функции и сравнение ее с порогом, отличающийся тем, что вычисляют квадраты огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, вычисляют дисперсии квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала, осуществляют нормировку квадратов огибающих спектральных функций первого и второго периодов сигнала на соответствующие им дисперсии, в нормированных спектральных функциях первого и второго периодов сигнала выполняют поиск максимальных компонент и определяют их позиции, сравнивают значения отобранных максимальных компонент с величиной установленного порога, который определяют в соответствии с допустимой величиной вероятности ложной идентификации гармонической помехи, в случае превышения ими установленного порога в спектральных функциях комплексных огибающих первого и второго периодов элементы, находящиеся на позициях отобранных максимальных компонент и их окрестностях, обнуляют, причем окрестности позиций отобранных максимальных компонент определяют уровнем гармонической помехи.