Способ обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с активной фазированной антенной решеткой

Изобретение относится к области радиолокации, конкретно к обработке радиолокационного сигнала в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях (РЛС), и может быть использовано в системах обработки первичной радиолокационной информации импульсно-доплеровских РЛС различного назначения. Техническим результатом изобретения является обеспечение перераспределения мощности передатчика: уменьшение среднего энергетического потенциала активной фазированной антенной решетки (АФАР) в течение излучения пачки зондирующих импульсов при сохранении характеристик принятого для обработки сигнала либо уменьшение потерь на обработку сигнала при сохранении среднего энергетического потенциала АФАР. В заявленном способе в режиме передачи используют АФАР с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей. Перед излучением пачки N зондирующих импульсов производят выбор оконной функции, обеспечивающей когерентное накопление энергии принятых сигналов. Для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции. Для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей АФАР в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала АФАР при постоянном положении фазового центра включенных каналов. Далее излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т. В промежутках между излучениями пачки зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами АФАР в режиме приема. Усиливают принятые сигналы каналов и переносят их на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих. Выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетам. Складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов, обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости. 7 ил., 2 табл.

 

Изобретение относится к области радиолокации, конкретно к обработке радиолокационного сигнала в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях (РЛС), и может быть использовано в системах обработки первичной радиолокационной информации импульсно-доплеровских РЛС различного назначения.

Известен способ корреляционной обработки радиолокационных сигналов с неизвестными параметрами с последовательным обзором по дальности или частоте [1-Радиолокационные системы: учебн. / под общ. ред. В.П. Бердышева. - Красноярск: СФУ, 2012. С. 125], в соответствии с которым при последовательном обзоре по дальности излучают одиночный зондирующий импульс, осуществляют прием эхо-сигналов, отраженных от целей в зондируемой области пространства, усиливают, детектируют сигнал, выделяют квадратуры сигнала и передают их в виде цифровой последовательности отсчетов на вход многоканального обнаружителя, каждая пара каналов которого настроена на определенную частоту Доплера, в каждом канале осуществляют перемножение фрагмента (окна) записанной последовательности отсчетов с опорным сигналом, характеризующимся временем запаздывания, интегрируют результат перемножения, вычисляя таким образом корреляцию между принимаемым сигналом и опорным сигналом на заданной частоте и текущем временном запаздывании, складывают корреляции соответствующих квадратур и сравнивают полученное значение корреляции с порогом, соответствующим вероятности ложной тревоги, при превышении корреляцией порогового уровня обнаруживают цель с параметрами, соответствующими времени запаздывания и заданной частоте Доплера. Аналогично реализуют способ с последовательным обзором по частоте.

Достоинством способа является нечувствительность обнаружителя к виду зондирующего сигнала.

Недостатками способа является многоканальность. Кроме того, достижение большой дальности действия РЛС при одиночном зондирующем импульсе приводит к необходимости увеличения средней мощности передатчика и большим тепловым потерям в течение периода излучения.

Известен фильтровый способ обработки радиолокационных сигналов [1, с. 137], в соответствии с которым также излучают одиночный зондирующий импульс, осуществляют прием эхо-сигналов, отраженных от целей в зондируемой области пространства, усиливают, детектируют сигнал, выделяют квадратуры сигнала и передают их на входы согласованных фильтров, каждый из которых настроен на определенную частоту Доплера, складывают отклики согласованных фильтров соответствующих квадратурных составляющих, осуществляют поиск максимальных откликов согласованных фильтров, при превышении откликом фильтра порогового уровня обнаруживают сигнал с параметрами, соответствующими времени запаздывания импульсной характеристики фильтра и частоте Доплера, на которую настроен согласованный фильтр.

Синтез амплитудно-частотной характеристики согласованного фильтра осуществляют с учетом формы зондирующего сигнала по различным критериям. Например, чтобы обеспечить максимальную разрешающую способность, амплитудно-частотная характеристика фильтра должна быть прямоугольной и сплошной [1, с. 142]; [2 - Теоретические основы радиолокации / Под ред. В.Е. Дулевича - М.: Сов. радио. С. 126]. В то же время такой спектр приводит к высоким боковым лепесткам отклика фильтра. В результате при приеме нескольких эхо-сигналов, имеющих различные уровни, боковой лепесток может замаскировать наличие других эхо-сигналов или привести к появлению ложной отметки цели. В связи с этим амплитудно-частотную характеристику согласованного фильтра выбирают таким образом, чтобы упростить обнаружение цели на фоне помех. При использовании амплитудно-частотных характеристик непрямоугольной формы отклик согласованного фильтра слабеет, что снижает чувствительность радиолокационной станции к слабым эхо-сигналам.

Недостатком применения фильтрового способа обработки радиолокационных сигналов является то, что часть мощности эхо-сигнала теряется на обработку радиолокационных сигналов.

Известно, что для увеличения разрешающей способности радиолокационной станции по дальности при сохранении длительности импульсов, определяющих энергию сигнала, осуществляют расширение спектра излучаемых импульсов и их временное сжатие при обработке в приемнике [3 - Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы / Под ред. B.C. Кельзона. - М.: Сов. радио. 1971. 568 с.]. Возможно использование сигналов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ-сигналов), спектр которых при большой базе имеет форму, близкую к прямоугольной. Спектр ЛЧМ-сигнала имеет строго прямоугольную форму только в том случае, когда огибающая этого сигнала имеет френелевскую форму. На практике стараются использовать сигналы с огибающей, форма которой близка к прямоугольной. При этом для сигналов с большой базой достижимый уровень боковых лепестков определяется видом весовой функции и аппаратурными ошибками, вносимыми в передатчике и приемнике, а для сигналов с небольшой базой еще и френелевскими пульсациями спектра сигнала.

Уровень боковых лепестков сжатого сигнала определяет динамический диапазон радиолокационной станции, то есть возможность различать малоразмерные цели на фоне крупных.

Помимо ЛЧМ-сигналов используют сигналы с нелинейной частотной модуляцией (НЧМ-сигналы), которые обеспечивают низкий уровень боковых лепестков без проигрыша в отношении сигнал/шум и расширения основного лепестка. Однако при небольших базах сигнала пульсации спектра НЧМ-сигнала препятствуют достижению низкого уровня боковых лепестков [4 - Оконешников B.C., Кочемасов В.И. Сжатие частотно-модулированных сигналов с небольшим произведением девиации частоты на длительность импульса // Зарубежная радиоэлектроника. 1987. №1. С. 82-95]. Сигналы с НЧМ не требуют временной или частотной весовой обработки для подавления боковых лепестков, так как вид модуляции специально выбирается, чтобы обеспечить необходимый амплитудный спектр. Однако при использовании НЧМ-сигналов возрастает сложность систем и необходим подбор и разработка специальной частотной модуляции для каждого амплитудного спектра, в тех случаях, когда необходимо обеспечить требуемый уровень боковых лепестков.

Значительный уровень боковых лепестков, характерный для сигналов с малой базой, недопустим, поэтому в радиолокационных станциях, использующих сигналы с малой базой, необходимы меры для снижения боковых лепестков, в частности обусловленных френелевскими пульсациями.

Известен способ борьбы с френелевскими пульсациями в фильтре сжатия (приемнике) [4, с. 87]. Спектр сжатого сигнала полагают соответствующим весовой функции, обеспечивающей необходимый уровень боковых лепестков, и определяют передаточную функцию фильтра сжатия. Зная последнюю, можно определить требуемую характеристику фильтра сжатия.

Однако эту характеристику рассчитывают под идеальную форму зондирующего сигнала заранее. В реальной радиолокационной станции параметры зондирующего сигнала и приемного тракта будут изменяться в зависимости от климатических условий, старения элементов, их замены, например, при ремонте. Будет изменяться и уровень боковых лепестков и, следовательно, возрастает вероятность ложного обнаружения объекта, что является недостатком способа.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом) заявляемого способа является фильтровый способ обработки радиолокационных сигналов для когерентных пачек радиоимпульсов [1, с. 143], в соответствии с которым излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов, период следования Т и длительность которых выбирают с учетом времени ожидания эхо-сигналов и размера элемента разрешения по дальности, в промежутках между излучением зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от целей в зондируемой области пространства, сигналы усиливают и переносят на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов, выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов по N_t отсчетов, складывают соответствующие отсчеты квадратурных составляющих сигналов N последовательностей, передают их на входы согласованных фильтров, каждый из которых настроен на определенную частоту Доплера, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов, осуществляют поиск максимальных откликов согласованных фильтров, при превышении откликом порогового уровня фильтра обнаруживают сигнал с параметрами, соответствующими времени запаздывания импульсной характеристики фильтра и частоте Доплера, на которую настроен согласованный фильтр.

Выбор весовой функции при когерентном накоплении сигналов импульсов определяет динамический диапазон обнаружения. При равномерной весовой функции отклик фильтра имеет максимальный уровень боковых лепестков и высокую вероятность ложного обнаружения целей. На практике используют неравномерную весовую функцию [5 - RU 2594005. Способ обработки радиолокационного сигнала в импульсно-доплеровской РЛС / И.В. Колбаско. Опубл. 10.08.2016. МПК G01S 13/04]. При этом недостатком прототипа является наличие потери энергии эхо-сигналов и неэффективное расходование мощности передатчика радиолокационной станции.

Технической проблемой, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение эффективности использования мощности передатчика радиолокационной станции при сохранении уровня боковых лепестков импульсной функции согласованного фильтра.

Для решения указанной технической проблемы предлагается способ обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с активной фазированной антенной решеткой (АФАР), при котором излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т, в промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами АФАР в режиме приема, усиливают принятые сигналы каналов, переносят сигналы каналов на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов каналов, выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетов, складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов, обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости.

Согласно изобретению, в режиме передачи используют АФАР с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей, перед излучением пачки N зондирующих импульсов выбирают оконную функцию для когерентного накопления энергии сигналов, для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции, для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей АФАР в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала при постоянном положении фазового центра включенных каналов, излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса, складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами.

Таким образом, предлагаемый способ имеет следующие отличительные признаки и последовательность его реализации от способа-прототипа, которые приведены в таблице 1.

К операциям с новыми режимами относятся:

- излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса;

- складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами.

Введение четырех новых операций и изменение режимов двух операций позволяет, по сравнению со способом-прототипом, обеспечить достижение технического результата, состоящего в рациональном перераспределении мощности передатчика: либо в уменьшении среднего энергетического потенциала АФАР в течение излучения пачки зондирующих импульсов при сохранении характеристик принятого к обработке сигнала, либо в снижении потерь на обработку сигнала при сохранении среднего энергетического потенциала АФАР.

Проведенный анализ технических решений позволил установить, что аналоги, характеризующиеся совокупностью признаков, тождественных всем признакам заявляемого технического решения, отсутствуют в известных источниках из уровня техники, что указывает на соответствие заявляемого способа условию патентоспособности "новизна".

Результаты поиска известных решений в данной и смежных областях техники с целью выявления признаков, совпадающих с отличительными от прототипа признаками, показали, что они не следуют явным образом из уровня техники. Из уровня техники также не выявлена известность влияния предусматриваемых существенными признаками преобразований на достижение указанного технического результата. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует условию патентоспособности "изобретательский уровень".

Сущность предлагаемого способа раскрывается фигурами 1-7.

На фигуре 1 приведена структурная схема АФАР, позволяющей реализовать предлагаемый способ.

На фигуре 2 показана зависимость энергетического потенциала АФАР в режиме передачи от числа включенных каналов.

На фигуре 3 качественно показана форма активной части АФАР в режиме передачи при реализации оконной функции Блэкмана последовательностью из 32-х зондирующих импульсов.

На фигурах 4 и 5 приведены экспериментальные диаграммы, соответствующие функции неопределенности Вудворда (ФНВ) с равномерной (прямоугольной) оконной функцией и окном Блэкмана, сформированные АФАР в режиме передачи соответственно.

На фигуре 6 показано сечение ФНВ вдоль частотной оси, проходящее через отметку цели.

На фигуре 7 представлены ортогональные сечения ФНВ вдоль временной оси, проходящие через отметку цели.

При реализации предложенного способа обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с АФАР выполняется следующая последовательность действий:

- в режиме передачи используют АФАР с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей - 1;

- перед излучением пачки N зондирующих импульсов выбирают оконную функцию для когерентного накопления энергии сигналов - 2;

- для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции - 3;

- для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей АФАР в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала при постоянном положении фазового центра включенных каналов - 4;

- излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т при установленных состояниях электронных ключей каналов АФАР для каждого импульса - 5;

- в промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами АФАР в режиме приема - 6;

- усиливают принятые сигналы каналов - 7;

- переносят сигналы каналов на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов каналов - 8;

- выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов - 9;

- записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетов - 10;

- складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов АФАР с одинаковыми весами - 11;

- выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов - 12;

- обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости - 13.

Предлагаемый способ обработки радиолокационных сигналов предназначен для использования в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях с АФАР.

АФАР радиолокационной станции (АФАР РЛС), приведенная на фиг. 1, включает N антенных элементов (АЭ₁…AЭ_N) 1, с которыми соединены соответствующие входы 1 N циркуляторов (Ц₁…Ц_N) 2. Вход 3 каждого из циркуляторов (Ц₁…Ц_N) 2 соединен с выходом соответствующего СВЧ - усилителя мощности (УМ₁…УМ_N) 3. Входы N СВЧ - усилителей мощности (УМ₁…УМ_N) 3 подключены к выходам N электронных ключей (КЛ₁…КЛ_N) 4, входы которых электрически соединены через N фазовращателей (ФВ₁…ФВ_N) 5 с соответствующими выходами N - канального устройства формирования зондирующих сигналов (ФЗС) 6.

Соответствующие выходы 2 N циркуляторов (Ц₁…Ц_N) 2 посредством N электронных ключей (КЛ₁…КЛ_N) 7 подключены к входам N малошумящих усилителей (MШУ₁…MШУ_N) 8. Выходы (MШУ₁…MШУ_N) 8 электрически связаны с входами N преобразователей частоты (ПЧ₁…ПЧ_N) 9. Выходы N преобразователей частоты (ПЧ₁…ПЧ_N) 9 подключены к соответствующим входам N аналого-цифровых преобразователей (АЦП₁…АЦП_N) 10. Выходы N аналого-цифровых преобразователей (АЦП₁…АЦП_N) 10 подключены к шинам 1 цифрового устройства обработки и управления (УОУ) 11.

Управление элементами N (КЛ₁…КЛ_N) 7, (MШУ₁…MШУ_N) 8, (ПЧ₁…ПЧ_N) 9, (АЦП₁…АЦП_N) 10 выполняют с выхода 2 УОУ 11.

Управление элементами (УМ₁…УМ_N) 3, (КЛ₁…КЛ_N) 4, (ФВ₁…ФВ_N) 5 и (ФЗС) 6 производят по цепям управления с выхода 3 цифрового устройства обработки и управления (УОУ) 11.

Обмен информацией с устройством формирования зондирующих сигналов (ФЗС) 6 осуществляют с выхода 4 УОУ 11.

На фиг. 1 также приведен источник питания (ИП) 12, к выходам которого подключены цепи питания активных элементов АФАР, показанные на фиг. 1 штриховыми линиями. На структурной схеме (фиг. 1) синхронизацию и гетеродинирование осуществляют цифровым устройством обработки и управления (УОУ) 11.

Обработку сигналов в АФАР РЛС производят следующим образом.

Перед излучением каждого зондирующего сигнала в заданном направлении области пространства, в которую должен быть направлен луч АФАР в режиме передачи, по команде УОУ 11 выбирают оконную функцию, с которой будут выполнять когерентное накопление энергии принятых сигналов. Для этого оценивают значение энергетического потенциала АФАР, при котором амплитуда сигнала на входе АФАР в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции. С помощью N электронных ключей (КЛ₁…КЛ_N) 4 устанавливают их состояние таким образом, чтобы достигалось соответствующее значение энергетического потенциала АФАР при постоянном положении фазового центра включенных каналов, вводят соответствующие фазовые состояния в (ФВ₁…ФВ_N) 5, рассчитанные либо извлеченные из памяти УОУ 11. Сформированную в ФЗС 6 пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т усиливают в СВЧ - усилителях мощности (УМ₁…УМ_N) 3 и посредством N циркуляторов (Ц₁…Ц_N) 2 передают на (АЭ₁…AЭ_N) 1. С помощью (АЭ₁…AЭ_N) 1 обеспечивают преобразование энергии токов высокой частоты пачки в энергию электромагнитных колебаний, излучаемых в зондируемую область пространства в течение длительности излучения пачки N когерентных зондирующих импульсов.

В промежутках между излучением пачки N когерентных зондирующих импульсов принимают отраженные от объектов сигналы антенными элементами (АЭ₁…AЭ_N) 1, при этом энергию электромагнитных колебаний преобразуют в энергию токов высокой частоты (далее - сигналы). Посредством N циркуляторов (Ц₁…Ц_N) 2 сигналы передают через N (КЛ₁…КЛ_N) 7 на входы (МШУ₁…МШУ_N) 8. Усиленные на СВЧ сигналы поступают на входы (ПЧ₁…ПЧ_N) 9, где осуществляют перенос сигналов на промежуточную частоту и формируют квадратурные составляющие сигналов каналов. Затем с помощью (АЦП₁…АЦП_N) 10 производят дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетов. По сигнальной шине N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетов передают в УОУ 11, где соответствующие отсчеты сигналов каналов складывают с одинаковыми весами и выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов. После обработки выдают информацию об обнаруженных целях с определением дальности и радиальной скорости.

Проведем теоретическое обоснование предлагаемого способа обработки радиолокационных сигналов.

В процессе накопления радиолокационной информации с некоторого заданного направления в пространстве РЛС осуществляет прием совокупности сигналов, полученных при отражении последовательности N зондирующих импульсов от N_c объектов.

Комплексная огибающая радиолокационного сигнала на входе приемника РЛС может быть представлена выражением

где n_m(t_n) - комплексная амплитуда составляющей шума в n-ом отсчете сигнала m-ой последовательности отсчетов соответствующего зондирующего импульса;

u_m,i(t_n, ν_i) - комплексная амплитуда n-го отсчета m-ой последовательности, соответствующая i-му сигналу;

ν_i - вектор измеряемых параметров i-го сигнала, к которым обычно относят: время запаздывания сигнала t_ci=2R_i/c на трассе длиной 2R_i, угловые координаты объектов - источников сигналов, а также доплеровский сдвиг частоты сигнала (ƒ_о, с - несущая частота сигнала и скорость света соответственно, R_i - расстояние до объекта).

На выходе доплеровской РЛС, как оптимального фильтра, формируют корреляционную сумму [1]

где

τ_и - период времени (длительность зондирующего импульса), соответствующий длительности комплексной огибающей опорного сигнала S₀(t, ν_0n);

ν_0n - вектор параметров опорного сигнала с компонентами, аналогичными составляющим векторов ν;

W_m - значение весового коэффициента оконной функции для m-го зондирующего импульса.

Если ограничиться только совместным измерением дальности и радиальной скорости, то сумма вида (2) соответствует дискретному представлению функции неопределенности Вудворда (ФНВ), а вектор ν содержит две компоненты, определяющие время запаздывания сигнала и доплеровский сдвиг частоты.

В процессе анализа ФНВ необходимо на фоне шумов выделить векторы ν_i, соответствующие параметрам сигналов и локальным экстремумам ФНВ.

Обнаружение локальных экстремумов ФНВ на фоне шумов при приеме одного сигнала наиболее эффективно при условии, что весовые коэффициенты W={W_m≡1}. В этом случае ФНВ содержит единственный главный экстремум, положение которого отвечает дальности до объекта и его радиальной скорости движения. Кроме того, ФНВ содержит ряд локальных экстремумов (боковых лепестков).

При наличии в области наблюдения нескольких объектов боковые лепестки корреляционной суммы, обусловленные более сильным сигналом, могут замаскировать экстремум, связанный с присутствием более слабого сигнала. В связи с этим вместо единичных весовых коэффициентов при расчете корреляционной суммы (2) используют весовые коэффициенты W, при которых резко снижается уровень боковых лепестков корреляционной суммы. Как следует из выражения (2), при задании части коэффициентов вектора W меньше единицы уровни максимумов корреляционной суммы несколько снизятся.

Пусть a_i,n - эффективное значение амплитуды i-го сигнала в момент времени t_n. Тогда максимальное значение корреляционной суммы, соответствующее вектору ν_i при отсутствии шумов, равно [6 - Черняк B.C. Многопозиционная радиолокация. М.: Радио и связь. 1993. 416 с.]

Амплитуда сигнала a_i зависит от целого ряда факторов, которые могут быть определены из уравнения радиолокации [1]. При этом

где с - постоянный множитель;

Р - средняя мощность излучения зондирующего импульса;

D_tr, D_r - коэффициент усиления (КУ) передающей и приемной антенны соответственно;

λ - длина волны;

σ_i - эффективная поверхность i-ой цели;

L_i - потери на распространение сигнала до i-ой цели и обратно;

П=PD_tr - энергетический потенциал передающей антенны.

Отсюда следует, что при накоплении энергии отраженного сигнала потери на обработку сигналов с подавлением боковых лепестков ФНВ составят

Предположим, что в процессе излучения пачки зондирующих импульсов от импульса к импульсу можно изменять энергетический потенциал антенны. В этом случае эффективная амплитуда сигнала будет зависеть от номера зондирующего импульса. Введем эффективную амплитуду сигнала для РЛС с управляемым энергетическим потенциалом при помощи формулы

В этом случае энергетический потенциал можно подобрать таким образом, чтобы выполнялось равенство

Выполнение равенства (7) позволяет на приемной стороне задать единичный вектор весовых коэффициентов W={W_m≡1} и при этом обеспечить подавление боковых лепестков корреляционной суммы. Решение этой задачи может достигаться несколькими путями:

- при управлении мощностью излучения в каждом зондирующем импульсе;

- при уменьшении КУ передающей антенны;

- в АФАР при отключении части каналов на излучение.

Управление мощностью передатчика произвольной антенны с частотой следования зондирующих импульсов РЛС обычно связано с определенными техническими трудностями. В связи с этим использование первого пути достигается при использовании управляемых аттенюаторов. В этом случае избыток мощности будет выделяться на антенне в виде тепла. Поскольку значения весов вектора W обычно колеблются в диапазоне от 0 до 1, то тепловое выделение в фидерном тракте будет значительным.

Уменьшение КУ антенной решетки может достигаться при помощи управления фазовращателями. Данный способ обладает необходимым быстродействием [7 - Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника. 2003. 632 с.], однако также не позволяет экономить энергию АФАР в режиме передачи. В этом случае излучаемая мощность антенны будет рассеиваться в пространстве.

Управление энергетическим потенциалом АФАР, которое предлагается в изобретении, является наиболее эффективным, поскольку АФАР включает усилители мощности СВЧ, распределенные на поверхности раскрыва. При этом мощность, потребляемая АФАР в режиме передачи, зависит от числа включенных (активных) каналов, а форма диаграммы направленности (ДН) и КУ определяются формой границы активной части раскрыва. Активные каналы могут задаваться при помощи электронных ключей, показанных на фиг. 1.

Известно [1], что в доплеровских измерителях скорости предъявляют требования к сохранению амплитудно-частотных характеристик излучаемого сигнала. Это достигается синхронизацией работы передатчика и использованием антенных систем с постоянным положением эффективного фазового центра в течение работы передатчика. В этом случае начальные фазы сигнала от импульса к импульсу остаются практически неизменными. Фазовый центр АФАР в режиме передачи может смещаться, если часть каналов неисправна или отключена. Поскольку предлагаемый способ подразумевает отключение части каналов АФАР в режиме передачи, то от импульса к импульсу может происходить изменение координат фазового центра АФАР в режиме передачи, что сказывается на начальной фазе комплексной огибающей отраженного от цели сигнала каждого импульса. Данный эффект был обнаружен в ходе экспериментальной реализации предложенного способа обработки сигналов в АФАР с неисправными каналами. В связи с этим для реализации предлагаемого способа задача поиска активной части раскрыва в каждом импульсе совмещалась с задачей определения координат фазового центра. Для сохранения координат фазового центра активной части раскрыва АФАР в режиме передачи достаточно следить за симметрией формы активной (излучающей) части раскрыва относительно выбранной в качестве фазового центра точки.

На фиг. 2 показана зависимость энергетического потенциала прямоугольной АФАР 40x40 антенных элементов в режиме передачи от числа включенных (активных) каналов (антенных элементов), то есть изменение энергетического потенциала АФАР при отключении части антенных элементов. Кривые 1 и 2 на фиг. 2 соответствуют различным положениям максимума ДН АФАР в режиме передачи.

На фиг. 3 качественно продемонстрирована форма активной части раскрыва АФАР с сохранением положения ее фазового центра при реализации оконной функции Блэкмана последовательностью из 32-х зондирующих импульсов.

На фиг. 4 и фиг. 5 приведены экспериментальные диаграммы, соответствующие ФНВ с равномерной (прямоугольной) оконной функцией и окном Блэкмана, сформированные АФАР в режиме передачи соответственно. На данных фигурах выделена отметка, соответствующая движущемуся объекту (самолет ИЛ-76). На увеличенных фрагментах показано, что применение оконной функции позволяет подавить боковые лепестки корреляционной суммы вдоль частотных отсчетов.

Более детально этот вывод подтверждает сечение ФНВ вдоль частотной оси, приведенное на фиг. 6. Пик слева соответствует радиолокационной отметке самолета ИЛ-76, а правый - отражению от Земной поверхности. На данной фигуре кривая 3 соответствует сечению ФНВ с прямоугольной оконной функцией, а кривая 4 - сечению ФНВ с оконной функцией Блэкмана.

На фиг. 7 представлены ортогональные сечения ФНВ вдоль временной оси, проходящие через отметку цели. Кривая 5 соответствует сечению ФНВ с прямоугольной оконной функцией, а кривая 6 - сечению ФНВ с оконной функцией Блэкмана. Вдоль временной оси осуществляется согласованная фильтрация сигналов. При этом незначительные изменения протяженности отметок вдоль временной оси могут иметь место только за счет того, что тело ФНВ ЛЧМ сигнала имеет ненулевое значение корреляции между временной и частотной областями [1], [2].

В таблице 2 приведены результаты соответствующих оценок в дБ для нескольких видов оконных функций [8 - Гадзиковский В.И. Цифровая обработка сигналов. - М.: СОЛОН-Пресс. 2013. 766 с.], рассчитанные по формуле (5) для существующих РЛС, реализующих обработку сигналов с оконной функцией на приемной стороне. Эти потери соответствуют сэкономленному ресурсу мощности РЛС, реализующей предлагаемый способ, и составляют 3…5 дБ.

Следует отметить, что на приведенных фигурах отсутствуют результаты, соответствующие классическому способу оконной фильтрации на приемной стороне. Эти результаты показали полное совпадение с результатами для предлагаемого способа в окрестности отметок. Наблюдались незначительные отличия по реализации шумов, но не по их уровню. Это объясняется тем, что в существующем способе оконная функция накладывалась как на сигнал, так и на реализацию шума, а предлагаемый способ соответствует применению оконной функции только к регулярной части сигнала. Равномерное сложение шумовых реализаций может оказаться даже более предпочтительным, поскольку реализации шума между излучаемыми импульсами не должны коррелировать друг с другом.

Результаты моделирования подтвердили возможность обеспечить заявляемым способом более рациональное перераспределение мощности передатчика, связанное с уменьшением среднего энергетического потенциала АФАР в течение излучения пачки зондирующих импульсов при сохранении характеристик принятого сигнала после обработки, либо в снижении потерь на обработку сигнала при сохранении среднего энергетического потенциала АФАР.

Реализация заявляемого способа не встречает затруднений при современном уровне развития радиотехники и устройств цифровой обработки сигналов с использованием известного в радиоэлектронной промышленности технологического оборудования. Возможность реализации предложенного способа обеспечивает ему критерий патентоспособности «промышленная применимость».

Способ обработки радиолокационных сигналов в импульсно-доплеровской радиолокационной станции с активной фазированной антенной решеткой, при котором излучают пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования T, в промежутках между излучением N когерентных зондирующих импульсов принимают сигналы, отраженные от объектов в зондируемой области пространства, всеми каналами активной фазированной антенной решетки в режиме приема, усиливают принятые сигналы каналов, переносят сигналы каналов на промежуточную частоту с формированием квадратурных составляющих сигналов каналов, выполняют дискретизацию квадратурных составляющих сигналов каналов, записывают N последовательностей квадратурных составляющих сигналов каналов по N_t отсчетам, складывают соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов, выполняют согласованную фильтрацию суммарной последовательности из N_t отсчетов, обнаруживают объекты с определением дальности и радиальной скорости, отличающийся тем, что в режиме передачи используют активную фазированную антенную решетку с каналами, включаемыми и отключаемыми посредством электронных ключей, перед излучением пачки N зондирующих импульсов выбирают оконную функцию для когерентного накопления энергии сигналов, для каждого зондирующего импульса в пачке оценивают значение энергетического потенциала активной фазированной антенной решетки, при котором амплитуда сигнала на входе активной фазированной антенной решетки в режиме приема будет пропорциональна соответствующему значению выбранной оконной функции, для каждого зондирующего импульса в пачке устанавливают состояния электронных ключей активной фазированной антенной решетки в режиме передачи, при которых будет достигаться соответствующее значение энергетического потенциала активной фазированной антенной решетки при постоянном положении фазового центра включенных каналов, пачку N когерентных зондирующих импульсов с периодом следования Т излучают при установленных состояниях электронных ключей каналов активной фазированной антенной решетки для каждого импульса, а соответствующие отсчеты N последовательностей квадратурных составляющих сигналов всех каналов активной фазированной антенной решетки складывают с одинаковыми весами.