Способ классификации сигналов

Использование: для классификации сигналов в области радиотехники. Сущность изобретения заключается в том, что принятый сигнал разбивают на сегменты во временной области, получают амплитудные спектры этих сегментов, определяют значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценивают характер изменения полученных значений несущей частоты сигнала и по результатам оценки принимают решение о виде принятого сигнала. Дополнительно для оценки характера изменения несущей частоты сигнала рассчитывают линейную аппроксимацию закона изменения несущей частоты, характеризующуюся коэффициентом наклона и дисперсией, усредняют полученные значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте и формируют опорный сигнал с несущей частотой, равной разности полученного усредненного значения несущей частоты и заданного значения частоты, переносят частоту принятого сигнала на заданную ненулевую промежуточную частоту (ПЧ), выделяют составляющие спектра сигнала на ПЧ, определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала, ПЧ сигнала после переноса удваивают, выделяют составляющие спектра сигнала на удвоенной ПЧ, определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала на удвоенной ПЧ, и по результатам сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии, а также количества провалов низкочастотных огибающих выделенных сигналов на ПЧ и удвоенной ПЧ с заданными пороговыми значениями определяют вид сигнала. Технический результат: расширение количества видов простых и сложных сигналов, контролируемых в ходе радиотехнического мониторинга (РТМ). 3 ил., 1 табл.

 

Изобретение относится к области радиотехники, в частности, к способам и технике радиотехнического мониторинга источников радиоизлучений с простыми импульсными сигналами (ПИ), сигналами с линейно-возрастающим (ЛЧМ+) и линейно-убывающим (ЛЧМ-) законами изменения частоты, фазоманипулированными (ФМ) сигналами с двоичным (ДФМ) и квадратурным (КФМ) законами чередования фазы.

Известен способ классификации сигналов, основанный на преобразовании малоинформативных входных признаков в более информативные с помощью специальных операторов, например, оператора удвоения частоты входного сигнала (Смирнов Ю.А. Радиотехническая разведка - М.: Воениздат, 2001. - С. 123-125). Недостатком способа является классификация только ПИ, ЛЧМ- и ДФМ-сигналов с возможными ошибками при классификации КФМ-сигналов.

Также известен способ определения видов радиолокационных сигналов в автокорреляционном приемнике (Патент № 2683791 C1 РФ, МПК G01S 7/40. Способ определения видов радиолокационных сигналов в автокорреляционном приемнике: № 2018112916: заявл. 09.04.2018: опубл. 02.04.2019), основанный на проверке по заданному порогу наличия или отсутствия амплитудных спектров низкочастотной составляющей и составляющей на разностной частоте результирующего сигнала после перемножения со своей задержанной копией, а также аналогичных составляющих сигнала на удвоенной частоте после перемножения с его задержанной копией. К недостаткам данного способа относятся ограниченные функциональные возможности, выраженные в классификации только трех видов сигналов: ПИ, ЛЧМ- и ДФМ-сигналов.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом) является способ классификации сигналов с ЛЧМ+ и ЛЧМ- (Никитин Н. С., Даровских С. Н. Синтез алгоритма идентификации сигналов с линейной частотной модуляцией //Вестник УрФО. Безопасность в информационной сфере. - 2019. - №. 3 (33). - С. 12-19), заключающийся в разбиении принятого сигнала на сегменты во временной области, получении амплитудных спектров этих сегментов, определении значений несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценке характера изменения полученных значений несущей частоты в сегментах и последующем принятии решения о виде принятого сигнала. Для ЛЧМ+ характерно линейное возрастание полученных значений несущей частоты в каждом последовательном сегменте. Для ЛЧМ- характерно линейное убывание полученных значений несущей частоты в каждом последовательном сегменте.

Недостатком способа-прототипа является определение только наличия сигналов с ЛЧМ+ и ЛЧМ-.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение функциональных возможностей, выраженное в автоматической классификации ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.

Технический результат, на достижение которого направлено заявляемое изобретение, выражается в расширении количества видов простых и сложных сигналов, контролируемых в ходе радиотехнического мониторинга.

Указанный технический результат достигается тем, что принятый сигнал разбивают на сегменты во временной области, получают амплитудные спектры этих сегментов, определяют значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценивают характер изменения несущей частоты сигнала в сегментах и по результатам оценки принимают решение о виде принятого сигнала. Согласно изобретению, дополнительно для оценки характера изменения несущей частоты сигнала рассчитывают линейную аппроксимацию закона изменения несущей частоты, характеризующуюся коэффициентом наклона и дисперсией. Затем усредняют полученные значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте и формируют опорный сигнал с несущей частотой, равной разности полученного усредненного значения несущей частоты и заданного значения частоты. Далее переносят частоту принятого сигнала на заданную ненулевую промежуточную частоту, выделяют на ней составляющие спектра сигнала и определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала. Промежуточную частоту сигнала после переноса удваивают, выделяют на ней составляющие спектра сигнала и определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала на удвоенной промежуточной частоте. При этом на основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями определяют сигналы с ЛЧМ + или ЛЧМ-. На основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями при отсутствии провалов низкочастотной огибающей выделенного сигнала на промежуточной частоте определяют ПИ. На основе сравнения значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями при наличии провалов низкочастотных огибающих выделенных сигналов на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах определяют ДФМ- или КФМ-сигналы. Этим достигается указанный в изобретении технический результат.

Сущность изобретения поясняется следующими графическими материалами:

- на фиг. 1 представлена структурная схема алгоритма классификации ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.

- на фиг. 2 представлены огибающие сигналов на выходах детекторов огибающих: а - ПИ; б, в - сигнал с ДФМ; г, д - сигнал с КФМ.

- на фиг. 3 представлены функции распределения коэффициента наклона аппроксимированной прямой и ее дисперсии для ПИ и сигналов с ЛЧМ+, ЛЧМ-, ДФМ и КФМ.

- В таблице представлены критерии приятия решения о виде сигналов в блоке принятия решения.

Сущность изобретения поясняется на примере устройства, схема которого приведена на фигуре 1, где обозначено: 1 - блок разбиения сигнала (БРС); 2 - блок оконного взвешивания (БОВ); 3 - блок быстрого преобразования Фурье (ББПФ); 4 - блок определения несущей частоты (БОНЧ); 5 - блок частотного анализа (БЧА); 6 - блок принятия решения (БПР); 7 - генератор (Г); 8 - линия задержки (ЛЗ); 9 - преобразователь частоты (ПЧ); 10.1 и 10.2 - полосовые фильтры (ПФ); 11.1 и 11.2 - детекторы огибающей (ДО); 12 - блок удвоения частоты (БУЧ). Причем, первая линия последовательно соединена блоками 1 - 2 - 3 - 4 - 5 - первым входом блока 6; вторая линия последовательно соединена блоками 8 - 9 - 10.1 - 11.1 - вторым входом блока 6; третья линия последовательно соединена блоками 12 - 10.2 - 11.2 - третьим входом блока 6; второй выход блока 1 подключен ко входу блока 8; второй выход блока 4 подключен к входу 7, выход которого подключен ко второму входу блока 9; второй выход блока 9 подключен ко входу блока 12.

Устройство работает следующим образом: принятый сигнал поступает на вход БРС 1 и разбивается по времени на сегментов (). Затем полученные сегменты для подавления боковых лепестков взвешиваются окнами в БОВ 2 и для получения амплитудных спектров подаются на ББПФ 3.

В БОНЧ 4в соответствии с заданным порогом выполняется обнаружение, а затем определение значения несущей частоты сигнала. В блоке 4 для повышения точности определения несущей частоты сигнала ее значение в i-ом сегменте вычисляется как где - частоты, при которых значение отсчета амплитудного спектра сигнала в сегменте выше заданного порогового значения и выше половины максимума амплитудного спектра сигнала в сегменте (последнее условие обеспечивает селекцию главного лепестка спектра сигнала), - число этих частот.

Несущая частота одного импульса определяется путем усреднения значений частот в сегментах .

1. Далее, полученное значение несущей частоты сигнала в i-ом сегменте передается в БЧА 5. В этом блоке находятся значения функции аппроксимации значений несущих частот во времени линейной зависимостью по методу наименьших квадратов (MillerS.J. TheProbabilityLifesaver. PrincetonUniversityPress, 2017. - P. 625-635; Муралиев А. М., Алымбаева Б. С. Линейная аппроксимация эмпирических данных методом наименьших квадратов //Вестник Кыргызского государственного университета строительства, транспорта и архитектуры им. Н. Исанова. - 2011. - Т. 2. - №. 2. - С. 162-167): где - коэффициент наклона аппроксимированной прямой, - аппроксимированное значение несущей частоты в первом сегменте (по результатам вычисления уравнения аппроксимированной прямой значение частоты в первом сегменте в общем случае может быть сдвинуто относительно истинного значения).

Дополнительно сегменты задерживаются в ЛЗ 8 на время, необходимое для взвешивания окнами, выполнения быстрого преобразования Фурье и определения значения несущей частоты сигнала в блоке 4. Генератор 7 формирует опорный сигнал с несущей частотой, равной разности переданного из блока 4 значения и заданного значения, соответствующего центральной частоте ПФ 10.1. Затем, преобразователь 9 переносит частоту сигнала на центральную частоту фильтра 10.1.

Затем в БУЧ 12 частота сигнала удваивается. ПФ10.1 и 10.2 выделяют сигналы на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах соответственно. Детекторы 11.1 и 11.2 выполняют амплитудное детектирование выделенных сигналов на выходах фильтров 10.1 и 10.2.

Далее блок 6 принимает решение о виде принятого сигнала на основе результатов сравнений коэффициента , дисперсии несущей частоты , а также количества провалов огибающих выделенных сигналов на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах , с заданными пороговыми значениями.

В общем случае, соображения по выбору порога могут быть следующими:

1. Для ЛЧМ-сигналов коэффициент наклона аппроксимированной прямой зависит от скорости изменения частоты ЛЧМ-сигнала. Для сигналов с ЛЧМ+ коэффициент , а для сигналов с ЛЧМ - коэффициент .

2. Для ПИ функция на интервале существования импульса имеет параметр Это связано с тем, что амплитудный спектр не зависит от фазового сдвига при разбиении входного сигнала на сегменты в блоке 1. Также при приеме ПИ провалы огибающей в сегментах на выходе детектора 11.1 отсутствуют (фиг. 2, а).

3. Особенностью ФМ-сигналов является использование различных законов изменения фазы. Поэтому обработка таких сигналов в каждом сегменте ведет к тому, что . Стоит отметить, что фильтр 10.1 не пропускает спектральные составляющие, необходимые для восстановления исходного сигнала при смене фазы, поэтому смена фазы при обработке ФМ-сигналов приводит к провалу их огибающих после полосовой фильтрации. Так, при приеме ФМ-сигналов любых видов на выходе детектора 11.1 появляются провалы огибающей (фиг. 2, б, г). Кроме того, благодаря операции удвоения частоты при приеме ДФМ-сигналов на выходе детектора 11.2 провал огибающей отсутствует (фиг. 2, в), а при приеме других видов ФМ-сигнала на выходе детектора 11.2 имеется наличие провала огибающей, например, для случая приема КФМ-сигнала (фиг. 2, д).

Ниже приведен пример выбора пороговых значений величин и . Исходные данные для получения результатов моделирования (фигура 3) в MATLAB по 10⁹ измерений: входной сигнал - смесь полезного сигнала и адаптивного белого гауссовского шума с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением, равным 1; для полезного сигнала: амплитуда - случайная от 0 до 3; мгновенная частота - случайная от 50 до 450 МГц; девиация ЛЧМ-сигналов - случайная от 5 до 300 МГц; начальная фаза - случайная; длительность - случайная от 5 до 10 мкс; закон чередования фаз ДФМ- и КФМ-сигналов - случайный; частота дискретизации - 1 ГГц; количество сегментов - 10; вид взвешивающего окна - окно Хэмминга; количество отсчетов БПФ в каждом сегменте - 1024; для обнаружения сигнала пороговое значение вычислялось по приведенным в (Tsui J.B.Y. Special design topics in digital wideband receivers. ArtechHouse. 2010. - С. 110-1120) выражениям при вероятности ложной тревоги .

По результатам моделирования значения и выбраны, исходя из обеспечения значения функции распределения не менее 0,99 (фиг. 3). Полученные значения , , а также описанные ранее и позволяют сформулировать критерии классификации сигналов в БПР 6, указанные в таблице.

Таким образом, в предлагаемом способе классификации сигналов новыми существенными признаками изобретения являются вновь введенные процедуры обработки сигналов после детектирования на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах.

Предлагаемое техническое решение практически применимо, так как все функциональные узлы, необходимые для его реализации, являются типовыми для устройств цифровой обработки и могут быть реализованы на основе программируемой логической интегральной схемы или микроконтроллера.

Способ классификации сигналов, заключающийся в разбиении принятого сигнала на сегменты во временной области, получении амплитудных спектров этих сегментов, определении значений несущей частоты сигнала в каждом сегменте, оценке характера изменения полученных значений несущей частоты в сегментах и принятии решения о виде принятого сигнала, отличающийся тем, что дополнительно для оценки характера изменения несущей частоты сигнала рассчитывают линейную аппроксимацию закона изменения несущей частоты, характеризующуюся коэффициентом наклона и дисперсией, усредняют полученные значения несущей частоты сигнала в каждом сегменте и формируют опорный сигнал с несущей частотой, равной разности полученного усредненного значения несущей частоты и заданного значения частоты, переносят частоту принятого сигнала на заданную ненулевую промежуточную частоту, выделяют составляющие спектра сигнала на промежуточной частоте, определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала, промежуточную частоту сигнала после переноса удваивают, выделяют составляющие спектра сигнала на удвоенной промежуточной частоте, определяют низкочастотную огибающую выделенного сигнала на удвоенной промежуточной частоте, при этом по сравнению значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями определяют сигналы с линейно-возрастающим или линейно-убывающим законами изменения частоты; по сравнению значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями и отсутствию провалов низкочастотной огибающей выделенного сигнала на промежуточной частоте определяют простой сигнал; по сравнению значений коэффициента наклона полученной линейной аппроксимации и ее дисперсии с заданными пороговыми значениями и наличию провалов низкочастотных огибающих выделенных сигналов на промежуточной и удвоенной промежуточной частотах определяют фазоманипулированные сигналы с двоичным или квадратурным законами чередования фазы.