Способ компенсации гистерезисов стрикционных устройств

 

Использование: в силовых преобразователях линейных и угловых перемещений, электроакустических преобразователях, электрических машинах, электронных приборах, датчиках. Сущность изобретения заключается в учете фазовых запаздываний 180 и 90-х доменных границ основного поля в фазах корректирующих полей, а также учете фазового запаздывания корректирующего сигнала в фазах входных корректирующих сигналов. Положительный эффект заключается в компенсации гистерезисов основного и двух корректирующих каналов управлений при стабильной амплитуде выходного сигнала, заданного входным основным сигналом. 25 ил.

Изобретение относится к области электротехники, автоматики, ультразвуковой техники, электро- и магнитооптики, электро- и магниторелаксационных сред, медицине и может быть использовано в силовых преобразователях линейных и угловых микроперемещений, электроакустических преобразователях, электрических машинах, электронных приборах, датчиках.

Известен способ управления магнитострикционным преобразователем стержневого типа, работающий на частоте механического резонанса, при этом в одной обмотке намагничивания протекает постоянный ток смещения рабочей точки, а по второй переменный ток, имеющий резонансную частоту (1). Ток смещения (подмагничивания) обеспечивает движение рабочей точки по частной магнитомеханической петле, при этом частота f_упр управляющего тока будет равна частоте механических колебаний f_мех. Но известно, что потери на вихревые токи пропорциональны квадрату частоты управления. Поэтому уменьшение частоты управления при одновременной компенсации гистерезисов является задачей весьма актуальной.

Наиболее близким к заявляемому способу, выбранному за прототип, является способ управления ультразвуковым устройством (2), заключающийся в формировании магнитострикционным преобразователем стабильных колебаний за счет подстройки частоты и амплитуды входного сигнала. Недостаток данного способа заключен в наличии гистерезиса характеристики вход-выход и подмагничивающей обмотки.

Согласно Харкевичу (3) магнитострикционный преобразователь является двукратным преобразователем энергии, при этом каждое из звеньев преобразования энергии характеризуется своей гистерезисной зависимостью B(H) и Δ(H)..

Исследования известных ученых показали, что магнитная петля B(H) гистерезиса характеризуется процессами смещения и вращения при перемагничивании 180 и 90^o-х доменных границ, а магнитомеханическая петля гистерезиса Δ(H) лишь смещением и вращением 90^o-х доменных границ. Поэтому можно предположить, что гистерезис петли B(H) образуется в результате фазовых процессов запаздывания 90^o и 180^o-х доменных границ, а гистерезис петли Δ(H) фазовыми запаздываниями 90^o-х доменных границ. Если учесть эти фазовые запаздывания в фазах корректирующих полей, опережающих основное поле на 90^o и 180^o, то можно скомпенсировать эти гистерезисы. При этом опережающий 90^o-й фазовый угол корректирующего поля относительно основного поля для всего диапазона частот должен складываться из двух величин: угла взаимной пространственной ориентации выходных корректирующего и основного сигналов и угла разности фаз входных корректирующего и основного сигналов, умноженных на знак разности фаз (signΨ_гэ) основных выходного и входного сигналов. Входным сигналом может быть сигнал, пропорциональный величине тока, напряжению, напряженности магнитного или электрического поля, а выходным - сигнал, пропорциональный индукции и перемещению.

Цель изобретения обеспечение стабильной амплитуды выходного сигнала, заданной входным основным сигналом, при полной компенсации гистерезисов во всем частотном диапазоне. Поставленная цель достигается тем, что в зависимости от разности фаз выходного и входного основного сигнала формируют учитывающее фазовое запаздывание 90^o-х доменных границ основного поля первое корректирующее поле и учитывающее фазовое запаздывание 180^o-х доменных границ основного поля второе корректирующее поле путем подачи двух составляющих управляющих сигналов, совпадающих по частоте с основным, на две дополнительные обмотки, образующие отрицательные взаимные связи с рабочей обмоткой, при этом первый управляющий сигнал отстает по фазе относительно основного сигнала где Ψ_гэ- разность фаз основных выходного и входного сигналов, Ψ_гк- разность фаз корректирующих выходного и входного сигналов, увеличивают его амплитуду до достижения выходным основным сигналом первоначального значения, и формируют часть основного поля подачей второго управляющего сигнала на вторую дополнительную обмотку, причем разность фаз второго корректирующего и основного сигналов равна 180^o во всем частотном диапазоне.

На фиг.1 изображен магнитострикционный преобразователь (МСП). Он состоит из магнитострикционных пластин 1, основной 2 и двух корректирующих обмоток 3, 4, излучателя 5. На фиг. 2 изображен пьезокерамический преобразователь (ПКП). Он состоит из пьезокерамической шайбы 6 с напыленными на ее боковые поверхности контактными площадками: 7 основной, 8, 9 корректирующих.

На фиг. 3 показаны восемь вариантов изменения форм магнитной и магнитомеханической петель двух звеньев преобразования энергии МСП в зависимости от изменения разности фаз Ψ_гэ и Ψ_гм выходного и входного сигналов во всем частотном диапазоне. Ψ_гм- разность фаз выходного сигнала перемещения и входного управляющего сигнала.

На фиг. 4 фиг. 7 показаны диаграммы, поясняющие процесс компенсации гистерезисов магнитных петель способом учета фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ основного поля в фазе дополнительного продольного магнитного поля во всем частотном диапазоне при отрицательной взаимомагнитной связи между основным и корректирующим каналами управления. При этом на фиг. 4 изображен процесс компенсации в диапазоне разности фаз 0°<Ψ_гэ<90°, на фиг. 5 в диапазоне 90°<Ψ_гэ<180°, на фиг.6 в диапазоне 180°<Ψ_гэ<270°, а на фиг. 7 в диапазоне 270°<Ψ_гэ<360°. На этих диаграммах: H_прод1(ωt) и H_прод2(ωt) зависимости изменения продольных напряженностей магнитных полей, при этом H_прод2(ωt) отстает от H_прод1(ωt) на фазовый угол либо π/2, либо 3π/2 в зависимости от частоты ω; петля EFABCLE B_прод1(H_прод1), петля KLMNGVK - B_прод2(H_прод2), петля OPORO B_Σ(H_прод1), петля OKONO B_Σ(H_прод2); B_Σ(ωt), B_прод1(ωt), B_прод1(ωt) мгновенные значения индукций основного и корректирующего каналов управлений.

На фиг. 8 фиг. 11 представлены диаграммы, поясняющие процесс компенсации гистерезисов магнитомеханических петель во всем частотном диапазоне дополнительным продольным магнитным полем при отрицательной взаимомагнитной связи между основным и корректирующим каналами управлений. При этом на фиг. 8 изображена компенсация гистерезисов в диапазоне разности фаз 0°<Ψ_гм<90°, на фиг. 9 в диапазоне 90°<Ψ_гм<180°, на фиг. 10 в диапазоне 180°<Ψ_гм<270°, а на фиг. 11 в диапазоне 270°<Ψ_гм<360°. На этих диаграммах: H_прод2(ωt) может отставать относительно H_прод1(ωt) на π/2 или на 3π/2, независимо от частоты ω; петля EFAECDE D_прод1(H_прод1), петля E'A'FF'D'C'E' Δ_прод2(H_прод2), петли OPORO, OPKMORLVO, EMREVPE B_Σ(H_прод1) в различных диапазонах частот; B_Σ(H_прод1), B_Σ(H_прод2), Δ_Σ(ωt)- мгновенные значения перемещений основного и корректирующего каналов управлений.

На фиг. 12 фиг. 15 представлены осциллограммы петель B(H) и D(H)МСП, выполненного из сплава 49КФ и снятые на частоте 100 Гц в диапазоне разности фаз 0°<Ψ_гэ<90° при Н_прод1 800 А/м, и скомпенсированные эти же петли дополнительным продольным полем с напряженностью поля Н_прод2 140 А/м, отстающей на π/2 относительно напряженности Н_прод1, и встречном включении обмоток намагничивания.

На фиг. 16 фиг. 19 представлены диаграммы, поясняющие способ управления, позволяющий уменьшить гистерезисное фазовое запаздывание магнитной индукции на величину фазовых запаздываний 180^o-х доменных границ основного поля во всем частотном диапазоне. Здесь основная и корректирующая обмотки продольного намагничивания включены встречно, а корректирующая напряженность магнитного поля всегда отстает относительно основной напряженности поля на угол 180^o. При этом на фиг. 16 изображено уменьшение гистерезиса магнитной петли в диапазоне разности фаз 0°<Ψ_гэ<90°, на фиг. 17 в диапазоне 90°<Ψ_гэ<180°, на фиг. 18 в диапазоне 180°<Ψ_гэ<270°, а на фиг. 19 в диапазоне 270°<Ψ_гэ<360°.

На фиг. 20 приведена осциллограмма магнитной петли гистерезиса В(H_прод1) МСП из сплава 49КФ, снятая на частоте 1700 Гц при Н_прод1 1000 А/м в диапазоне разности фаз 90°<Ψ_гэ<180°, на фиг. 21 петля B(H_прод2) того же МСП на той же частоте в диапазоне разности фаз 270°<Ψ_гэ<360° при Н_прод2 100 А/м, отстающем по фазе на 180^o относительно Н_прод1, и встречном включении обмоток продольного намагничивания. На фиг. 22 приведена осциллограмма магнитной петли B_Σ(H_прод1) с полностью скомпенсированным гистерезисом по фиг. 20 двумя продольными корректирующими полями при Н_прод1 800 А/м, Н_прод2 80 А/м. Н_прод3 70 А/м и разностью фаз Ψ_гк=12° в диапазоне 270°<Ψ_гэ<360°.

На фиг. 23 представлены полностью скомпенсированные гистерезисы петель B(H), Δ(H) во всем частотном диапазоне и их расположение в зависимости от разности фаз. На фиг. 24 и фиг. 25 приведены две экстремальные системы автоматического управления.

Сначала рассмотрим новый способ учета фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ основного поля в фазе дополнительного корректирующего продольного поля по фиг. 4 фиг. 11.

Чтобы происходило одновременное уменьшение гистерезисов B(H), Δ(H), необходимо, чтобы корректирующая обмотка продольного намагничивания всегда имела только встречное включение относительно основной обмотки продольного намагничивания. Тогда напряженность корректирующего магнитного поля H_прод2 на частотах, когда угол электромагнитного фазового запаздывания находится в диапазонах 0°<Ψ_гэ<90° и 180°<Ψ_гэ<270°, должна отставать по фазе на 90^o относительно фазы основной напряженности магнитного поля H_прод1, а в диапазонах частот, когда 90°<Ψ_гэ<180°, 270°<Ψ_гэ<360°- отставать на 270^o или опережать на 90^o.

Здесь угол взаимной пространственной ориентации корректирующей индукции относительно основной (корректируемой) индукции, равен 180^o (из-за встречного включения обмоток продольного намагничивания). При этом Следовательно, во всем частотном диапазоне корректирующее поле опережает основное поле на угол 90^o.

Компенсация гистерезисов магнитных петель может происходить и при согласном включении обмоток продольного намагничивания, при этом оси координат Н_прод1 и H_прод2, B_прод1 и B_прод2 на фиг. 4 фиг. 7 должны иметь одно направление, а фазовые запаздывания Н_прод2 относительно Н_прод1 должны быть: на фиг. 4 и фиг. 6 270^o или -90^o, на фиг. 5 и фиг. 7 +90^o. Однако при согласном включении обмоток невозможно уменьшить гистерезис петли Δ(H), поскольку величина перемещения однозначно зависит от величины индукции магнитного поля [4] Аналогично уменьшение гистерезисов можно достичь и при поперечной коррекции, если для стрикционного материала выполняется правило Акулова, согласно которому поперечное перемещение Δ_поп, приведенное к продольному направлению, имеет противоположный знак по отношению к основному перемещению продольного направления Δ_прод= -ν_А·Δ_поп, (1) где ν_A коэффициент приведения, коэффициент Пуассона.

Здесь угол взаимной пространственной ориентации между корректирующим поперечным перемещением, приведенным к продольному направлению, и основным продольным перемещением равен 180^o (из-за отрицательного знака в (1)), и если signΨ_гм>0, то разность фаз корректирующего и основного входных сигналов должна быть равна 90^o. Тогда в сумме получится угол 270^o или -90^o, что соответствует опережающему корректирующему полю, учитывающему фазовые запаздывания 90^o-х доменных границ основного поля. Когда же sign Ψ_гк<0, то суммарный угол должен быть равен +90^o.

Как было уже сказано на фиг. 8 фиг. 11 представлены диаграммы, поясняющие процесс компенсации гистерезиса магнитомеханической петли во всем частотном диапазоне дополнительным продольным магнитным полем. При этом
Сравнивая знаки sign Ψ_гэ и sign Ψ_гм по диапазонам разности фаз при компенсации гистерезисов магнитной и магнитомеханической петель, можно установить, что знаки совпадают лишь в первых двух диапазонах частот. Как видно из диаграмм фиг. 8 фиг. 11, разность фаз Н_прод2 относительно Н_прод1 может быть любой либо 90^o, либо 270^o, то есть быть отстающей или опережающей, при этом для компенсации гистерезиса Δ(H) важно лишь обеспечить встречное направление корректирующей и основной деформаций. При продольной коррекции встречное направление деформаций обеспечивается встречным направлением индукций и прямым магнитострикционным эффектом, а при поперечной коррекции выполнением правило Акулова.

Поэтому для одновременного уменьшения гистерезисов B(H) и Δ(H) необходимо обеспечить не только отрицательную взаимную связь между корректирующим и основным каналами управлений, но чтобы разность фаз между корректирующим и основным входными сигналами во всем частотном диапазоне определялась разностью фаз сигналов при компенсации гистерезисов магнитных петель.

Экспериментально установлено, что компенсация гистерезисов B(H) и Δ(H) двух каналов управлений (будь то основной и корректирующий продольные каналы управлений или продольный и корректирующий поперечный каналы управлений), основанная лишь на учете фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ основного поля в фазе корректирующего поля, возможна в узких областях частот, где Ψ_гэ=180°, 0° и определяется магнитными и механическими свойствами.

Рассмотрим работу каждого преобразователя по фиг. 1 и фиг. 2, основанную на учете фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ внутри областей частот, где Ψ_гэ=180°, 0°.

МСП по фиг. 1, имеющий основную 2 и одну корректирующую 3 обмотки продольного намагничивания, согласно фиг. 4 фиг. 11 работает следующим образом.

В основную обмотку намагничивания 2 подают ток, обеспечивающий заданную амплитуду колебания, а в дополнительную обмотку 3 корректирующий ток той же частоты, но с амплитудой, обеспечивающей компенсацию гистерезисов магнитных и магнитомеханических петель двух каналов управлений, при этом обмотки намагничиваний включены встречно, а ток I_прод2 отстает от I_прод1 на π/2 в диапазонах частот, когда 0°<Ψ_гэ<90° или 180°<Ψ_гэ<270°. В результате действия двух магнитных полей, созданных обмотками, мгновенное изменение перемещения Δ_Σ происходит с двойной частотой и без фазового сдвига. Чем ближе коэффициент связи K_св продольных обмоток к единице, тем выше будет процесс компенсации этих гистерезисов

где M₁₂, M₂₁, L₁, L₂ взаимные и собственные индуктивности МСП.

Диаграммы на фиг. 4 фиг. 7 могут отражать работу и ПКП, имеющего основную 7 и корректирующую 8 контактные площадки, при этом выходная величина индукции заменяется на перемещение, а входная величина напряженности магнитного поля на электрическую напряженность поля.

ПКП по фиг. 2, фиг. 4 фиг. 7 работает следующим образом.

На контактных площадках 7, 8 пьезоэлемента формируют электрические напряжения (U), причем U_прод2 отстает от U_прод1 на π/2 в диапазонах частот, когда 0°<Ψ_гэ<90° или 180°<Ψ_гэ<270°., а векторы поляризации площадок противоположны за счет отрицательной взаимоемкостной связи между площадками. В результате действия двух электрических полей, направленных встречно, мгновенное изменение перемещения Δ_Σ происходит с той же частотой, но без фазового сдвига.

Способ компенсации гистерезисных характеристик стрикционных устройств, основанный на учете фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ основного поля в фазе корректирующего продольного поля, согласно фиг. 4 фиг. 15 состоит в следующем. Под действием только одной напряженности магнитного поля Н_прод1 магнитная петля будет представлена траекторией движения рабочей точки EFABCDE, а магнитомеханическая петля EFAECDE. Под действием только одной напряженности магнитного поля Н_прод2 магнитная петля имеет форму KLMNGVK, а магнитомеханическая петля A'E'C'D'E'F'A'. При одновременном действии магнитных или электрических напряженностей полей с 90^o-й разностью фаз магнитная B_Σ(H_прод1) и магнитомеханическая Δ_Σ(H_прод1) петли МСП или электромеханическая Δ_Σ(E_прод1) петля ПКП сужаются. При
B_rпрод1 -B_mпрод2 и Δ_rпрод1= -Δ_mпрод2 (2)
(где B_rпрод1= Δ_rпрод1 отрезки OB и OE на фиг. 4 фиг. 11 остаточная величина индукции и перемещения, а B_mпрод2= Δ_mпрод2 амплитудные значения индукции и перемещения корректирующего поля) фазовые запаздывания Δ_Σ(ωt), B_Σ(ωt) будут отсутствовать.

При этом петля B_Σ(H_прод1) принимает вид OPORO, а петля B_Σ(H_прод2) вид OKONO и соответственно петли Δ_Σ(H_прод1) на фиг. 8 OPORO, на фиг. 9 OPKMORLVO, на фиг. 10, фиг. 11 EVPEMRE.

Как видно из диаграмм фиг. 4 фиг. 11 и осциллограмм фиг. 12 фиг. 15, скомпенсировать гистерезисы магнитных и магнитомеханических характеристик двух каналов управлений при стабильной разности фаз 90^o или 270^o корректирующего и основного входных сигналов не всегда полностью удается. Наличие гистерезисов в них характеризуется нескомпенсированной разностью фаз корректирующих выходного и входного сигналов. Так, например, в момент времени π/2 корректирующая напряженность магнитного поля равна нулю, а корректирующие индукция и перемещение в этот момент не равны нулю и зависят от величины нескомпенсированной разности фаз .

При стабильном 90^o-м или 270^o-м фазовом управлении на различных частотах амплитуды выходных сигналов (B_Σ, Δ_Σ) при продольной коррекции уменьшаются, а при поперечной коррекции увеличиваются также из-за наличия нескомпенсированной разности фаз . Поэтому для обеспечения стабильной амплитуды выходного сигнала, заданной основным входным сигналом, необходимо учесть разность фаз в фазе входного корректирующего сигнала и подстроить амплитуду корректирующего сигнала, обеспечивая равенство (1) или (2). При этом фаза корректирующего сигнала будет равна, например, не π/2, а π/2-Ψ_гк (фиг. 4, фиг. 6) или (фиг. 8).

Величина корректирующего сигнала и разность фаз зависят от частоты управления и величины амплитуды основного сигнала. Очевидно, что компенсировать гистерезисы возможно лишь по достижении равенства амплитуд сигналов, например напряженностей полей H_прод2 H_прод1, H_поп H_прод при учтенной разности фаз в фазе корректирующей напряженности. При таком управлении с помощью продольной или поперечной коррекции должны быть полностью скомпенсированы гистерезисы магнитомеханических петель двух каналов управлений во всем частотном диапазоне, поскольку магнитомеханические петли гистерезисов образуются лишь за счет фазовых запаздываний 90^o-х доменных границ. Однако гистерезисы магнитных петель двух каналов управлений даже при таком управлении, основанном на подстройке амплитуды и фазы корректирующего сигнала, не всегда возможно скомпенсировать (варианты 2 и 6 на фиг. 3) из-за различных величин коэрцитивных магнитных полей этих петель и . Разность коэрцитивных магнитных полей этих петель дает коэрцитивное поле, образованное фазовыми запаздываниями 180^o-х доменных границ.

В связи с вышесказанным можно записать
,
где
Поэтому для полной компенсации гистерезисов магнитных и магнитомеханических петель во всем частотном диапазоне необходимо учесть фазовые запаздывания при перемагничивании 180 и 90^o-х доменных границ в фазах двух корректирующих полей, формируя их одновременно по двум корректирующим каналам управлений, тем самым вводя в действие две пары отрицательных либо взаимомагнитных, либо взаимомеханических, или пару взаимомагнитной и пару взаимомеханической связей.

Рассмотрим способ учета фазовых запаздываний 180^o-х доменных границ основного поля в фазе второго корректирующего поля. На фиг. 16 фиг. 19 представлены диаграммы, поясняющие этот процесс.

Рассмотрим его на примере работы МСП по фиг. 1 с основной 2 и двумя корректирующими 3, 4 обмотками продольного намагничивания.

Если с помощью основной обмотки управления создать напряженность магнитного поля H₁ H_прод1 + H_прод3, как показано на фиг. 16 фиг. 19, то магнитная индукция B₁ в МСИУ будет отставать от напряженности магнитного поля H₁ на угол При этом рабочая точка будет совершать движение по петле EFABCDE. Для учета фазовых запаздываний 180^o-х доменных границ основного поля необходимо часть напряженности магнитного поля основного канала управления, а именно Н_прод3, сформировать по второму корректирующему каналу управления. При этом основная и корректирующая обмотки управлений должны быть включены встречно, а разность фаз корректирующей Н_прод3 и основной Н_прод1 напряженностей должна быть равной 180^o. Тогда магнитная петля гистерезиса основного канала управления будет иметь вид PGMNKRP, а корректирующего канала управления -XTYQX. При таком управлении магнитная индукция по величине будет той же, что и при намагничивании по одному каналу управления, однако напряженность поля основного канала управления уменьшится на величину напряженности магнитного поля (H_прод3), формируемой по корректирующему каналу управления. В итоге суммарные магнитные петли основного и корректирующего каналов управлений будут уже и круче, а суммарная зависимость B_Σ(ωt) будет иметь меньший фазовый угол запаздывания, чем при управлении по одному основному каналу управления. При этом суммарная магнитная петля гистерезиса будет иметь вид EVWBJIE. Изменяя величину части напряженности магнитного поля, формируемой по второму корректирующему каналу управления, можно скомпенсировать разность фаз основной магнитной индукции относительно основной напряженности магнитного поля, обусловленных фазовыми запаздываниями 180^o-х доменных границ, а подстройкой амплитуды напряженности магнитного поля первого корректирующего канала управления, учитывающего фазовые запаздывания 90^o-х доменных границ основного поля и разности фаз , до значения равенства (1) или (2) можно на любой частоте добиться полной компенсации гистерезисов трех каналов управлений. Тогда . Это можно увидеть при совмещении диаграмм фиг. 4 фиг. 11 и фиг. 16 фиг. 19 по диапазонам частот с использованием рассмотренных законов изменения разности фаз и амплитуд корректирующих сигналов относительно основного сигнала.

Анализируя диаграммы фиг. 4 фиг. 7, можно увидеть, что разность фаз входных корректирующего и основного сигналов

Из диаграмм фиг.8 фиг.11 разность фаз корректирующего и основного сигналов

Осуществляя коррекцию дополнительным продольным или поперечным магнитным полем с разность фаз равной в диапазоне 180°<Ψ_гм<360°, полностью скомпенсированная магнитомеханическая характеристика должна проходить через начало координат т. О, то есть иметь V-образную форму кривой относительно оси Δ,, как и в диапазоне 0°<Ψ_гм<180° при разности фаз
Из анализа (3) (4) следует, что только в диапазонах 0°<Ψ_гэ<180° и 0°<Ψ_гм<180° знаки разности фаз совпадают. В диапазонах 180°<Ψ_гэ<360° и 180°<Ψ_гм<360° они противоположны.

Поэтому для одновременной компенсации гистерезисов B(H) и Δ(H) за счет учета 90^o-х доменных границ основного поля в фазе корректирующего поля знаки разности фаз при одном общем корректирующем входном сигнале должны быть одинаковыми во всем частотном диапазоне.

На рис. 23 представлены полностью скомпенсированные гистерезисы петель B(Н), Δ(H) во всем частотном диапазоне. Здесь полностью скомпенсированы фазовые запаздывания 180^o-х доменных границ основного поля учетом их в фазе второго корректирующего магнитного поля, при этом для обеспечения стабильной амплитуды выходного сигнала, заданной основным входным сигналом, фаза первого корректирующего сигнала должна отставать относительно фазы основного сигнала

Осуществляя коррекцию дополнительным продольным или поперечным магнитным полем с разностью фаз, равной в диапазоне частот 180°<Ψ_гэ<360°, полностью скомпенсированная магнитомеханическая характеристика не будет проходить через начало координат, а будет иметь -образную форму кривой вследствие четности магнитострикционного эффекта (см. фиг. 23).

Трехсвязное управление МСИУ позволит получить физически максимально возможный КПД преобразования энергии за счет полного исключения потерь на гистерезисах
Сущность способов компенсации гистерезисных характеристик устройств, основанных на учете фазовых запаздываний 180 и 90^o-х доменных границ, удобно рассмотреть в работе систем автоматического управления по фиг. 24 и фиг. 25.

Для компенсации гистерезисов МСП предложена экстремальная система автоматического управления на фиг. 24. Поскольку согласно (3) МСП является двукратным преобразователем энергии, то система управления имеет два выхода, позволяющих настроиться на компенсацию гистерезисов каждого звена преобразования энергии. Для компенсации гистерезиса ПКП предложена экстремальная система автоматического управления на фиг. 25.

Рассмотрим сначала способ компенсации гистерезисов B(H), Δ(H) МСП по фиг. 24, имеющего либо два продольных, либо два поперечных корректирующих канала управлений, либо один продольный, а другой поперечный корректирующие каналы управлений в диапазонах разности фаз 0°<Ψ_гэ<90° или 180°<Ψ_гэ<270° Здесь У1, У2, У3 усилители, ДП и ДИ датчики положения и индукции, ФВ2, ФВ3 управляемые фазовращатели корректирующих каналов, Г генератор синусоидальных колебаний, ζ₁ сигнал выбора коэффициента усиления задающего сигнала, ζ₂ сигнал выбора коэффициента усиления первого корректирующего канала управления, ζ₃ сигнал выбора коэффициента усиления второго корректирующего канала управления.

Работа этой системы основана на поиске нулевых значений фазовых углов Ψ_гэ, Ψ_гм выходных сигналов относительно фазы входного сигнала при заданной амплитуде и минимальных искажениях форм выходных сигналов B(ωt) и Δ(ωt) по пяти параметрам: величине усиления ζ₁ заданного сигнала, величинам усилений ζ₂, ζ₃ корректирующих сигналов обратных связей и фазам корректирующих сигналов α и β..

Пусть в начальный момент времени коэффициенты усилений ζ₂=ζ₃=0. С помощью коэффициента усиления ζ₁ ЭВМ формирует заданную амплитуду входного и выходных сигналов требуемой частоты. Через датчики обратных связей ДП и ДИ ЭВМ сравнивает фазы выходных сигналов относительно фазы входного сигнала и запоминает углы Ψ_гэ и Ψ_гм. Если Ψ_гэ≠Ψ_гм (обычно ), то формируются сигналы β=180°-Ψ_гэ и α=90°-Ψ_гм на фазовращателях ФВ3, ФВ2 и одновременно уменьшается коэффициент усиления ζ₁ усилителя и увеличивается коэффициент усиления ζ₃ усилителя. При этом часть основной напряженности магнитного поля формируется по второму корректирующему каналу управления (канал 3).

Изменение соотношений коэффициентов усилений ζ₁, ζ₃ продолжается до тех пор, пока не будет достигнуто равенство . Тогда по третьему каналу управления будут учтены фазовые запаздывания 180^o-х доменных границ основного поля, при этом . Подбирая коэффициент усиления ζ₂ усилителя У2 сигнала обратной связи, добиваются нулевого фазового сдвига Ψ_гм=0° выходных сигналов двух звеньев преобразования энергии. В процессе коррекции дополнительным продольным полем амплитуда выходного сигнала может уменьшаться, а при коррекции поперечным полем увеличиваться, при этом одновременно появляется гистерезисный фазовый сдвиг корректирующего выходного сигнала относительно входного корректирующего сигнала. Если амплитуда изменилась, то ЭВМ одновременно уменьшает сдвиг фазы корректирующего сигнала обратной связи α относительно основного сигнала на фазовращателе и увеличивает амплитуду корректирующего сигнала обратной связи подбором коэффициента усиления z₂. Процесс поиска оптимальных значений ζ₂ и фазового угла фазовращателя ФВ2 продолжается до тех пор, пока не будет достигнута заданная амплитуда выходного сигнала и нулевой фазовый сдвиг выходного сигнала. Тогда на фазовращателе сформируется угол α₂=90°-Ψ_гм-Ψ_гк. Угол α₂ обеспечивает полную компенсацию магнитомеханических и магнитных гистерезисов трех каналов управлений, компенсируя тем самым искажения форм выходных сигналов и сохраняя неизменность заданной амплитуды выходного сигнала.

Если в процессе работы изменилась нагрузка, то это приведет к изменению амплитуды выходного сигнала. Поскольку обратный магнитострикционный эффект является четным эффектом, то коррекция должна осуществляться только по каналу 2 на фиг. 24, учитывающему фазовые запаздывания 90^o-х доменных границ основного поля. ЭВМ изменяет коэффициент усиления ζ₁,, добиваясь заданной амплитуды выходного сигнала, запоминает знак и величину приращения фазового угла Δφ выходного сигнала с ДП и формирует на фазовращателе ФВ2 угол α₃=90°-Ψ_гм-Ψ_гк∓ Δφ. Подбором коэффициента усиления ζ₂ добиваются нулевого фазового запаздывания выходного сигнала. Если после такой настройки изменилась амплитуда выходного сигнала, то ЭВМ одновременно изменяет сдвиг фазы α и амплитуду корректирующего сигнала, добиваясь заданной амплитуды выходного сигнала и нулевых фазовых запаздываний выходных сигналов. Тогда на фазовращателе ФВ2 сформируется угол α₄=90°-Ψ_гм-Ψ_гк∓ Δφ ∓ ΔΨ. Знак "-" перед Δφ, ΔΨ вводится при положительном фазовом запаздывании выходного сигнала, а "+" при отрицательном. Углы j_гм, Ψ_гк, Δφ, ΔΨ зависят от амплитуды основного и корректирующих управляющих сигналов.

Рассмотрим сущность способа компенсации гистерезиса электромеханической характеристики ПКМ по фиг. 2 и фиг. 25 в диапазонах разности фаз 0°<Ψ_гэ<90° или 180°<Ψ_гэ<270°. Поскольку нет второго выходного сигнала обратной связи, с чем можно было бы сравнивать фазовые углы запаздываний 180 и 90^o-х доменных границ, то система по фиг. 25 работает следующим образом.

В начальный момент работы ζ₃=ζ₂=0. ЭВМ задает амплитуду входного сигнала коэффициентом усиления ζ₁, запоминает фазовый угол Ψ_гэ, выставляет на ФВ2, ФВ3 углы α=90°-Ψ_гэ, β=180°-Ψ_гэ и изменяет амплитуду корректирующего сигнала канала управления 2 коэффициентом усиления ζ₂ до тех пор, пока фаза выходного сигнала Ψ_гэ не станет равной нулю или до тех пор, пока не будет достигнуто равенство входного основного и входного корректирующего сигналов управлений.

Если достигнут угол Ψ_гэ=0°, то ЭВМ сравнивает амплитуду выходного и входного (основного) сигналов. Если амплитуда выходного сигнала изменилась под действием продольной или поперечной коррекции, то фазовый угол на ФВ2 начинает уменьшаться, а коэффициент усиления ζ₂ У2 увеличиваться до тех пор, пока не будут достигнута заданная входным сигналом амплитуда выходного сигнала при нулевых фазовых запаздываниях Ψ_гэ=Ψ_гк=0°.
Если равенство Ψ_гэ=0° достигается при равенстве входных основного и корректирующего (канал 2) сигналов или близко к этому равенству, то следует использовать второй корректирующий канал управления (канал 3 на фиг. 25), который должен учесть фазовые запаздывания 180^o-х доменных границ основного поля. При этом коэффициент усиления ζ₂ вновь становится равным нулю, а часть амплитуды основной напряженности электрического поля формируется по третьему каналу управления. Коэффициент усиления ζ₁ дискретно уменьшается на величину приращения Δζ,, а коэффициент усиления ζ₃ увеличивается на ту же величину. Увеличением амплитуды первого корректирующего (канал 2) сигнала с помощью ζ₂ стремятся достичь равенства Ψ_гэ=0.. Этот процесс продолжается до тех пор, пока не будет достигнута заданная основным сигналом амплитуда выходного сигнала при скомпенсированных гистерезисах электромеханических петель трех каналов управлений. Поскольку обратный пьезоэффект нечетный, то при изменении нагрузки настройка, направленная на обеспечение стабильной амплитуды выходного сигнала, заданной основным входным сигналом при скомпенсированных гистерезисах, происходит одновременно по двум корректирующим каналам управлений.

Вместо ПКМ на фиг. 21 может быть использована электрическая машина, выходной величиной которой является индукция B(ωt)..

Таким образом, представленный способ, основанный на учете фазовых запаздываний основного и корректирующих полей, позволяет осуществлять компенсацию гистерезисов стрикционных устройств во всем частотном диапазоне, при этом для магнитострикционных устройств частота управления требуется в два раза меньше (f_упр f_мех/2), что ведет к уменьшению потерь на вихревые токи при одновременной компенсации гистерезисов. Кроме этого, данный способ позволяет компенсировать гистерезисы крутильных колебаний стрикционных устройств.

Формула изобретения

Способ компенсации гистерезисов стрикционных устройств, заключающийся в формировании основного поля заданной частоты в материале стриктора подачей входного основного сигнала на рабочую обмотку, отличающийся тем, что в зависимости от разности фаз выходного и входного основного сигналов формируют учитывающее фазовое запаздывание 90^o-ных доменных границ основного поля первое корректирующее поле и учитывающее фазовое запаздывание 180^o-ных доменных границ основного поля второе корректирующее поле путем подачи двух составляющих управляющих сигналов, совпадающих по частоте с основным, на две дополнительные обмотки, образующие отрицательные взаимные связи с рабочей обмоткой, при этом первый управляющий сигнал отстает по фазе относительно основного сигнала

где Ψ_гэ разность фаз основных выходного и входного сигналов;
Ψ_гк разность фаз корректирующих выходного и входного сигналов,
увеличивают его амплитуду до достижения выходным основным сигналом первоначального значения и формируют часть основного поля подачей второго управляющего сигнала на вторую дополнительную обмотку, причем разность фаз второго корректирующего и основного сигналов равна 180^o во всем частотном диапазоне.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12, Рисунок 13, Рисунок 14, Рисунок 15, Рисунок 16, Рисунок 17, Рисунок 18, Рисунок 19, Рисунок 20, Рисунок 21, Рисунок 22, Рисунок 23, Рисунок 24, Рисунок 25